一种拓展仿射频分复用的物理层波形传输方法

1.本发明属于无线通信的物理层波形设计领域，具体涉及一种拓展仿射频分复用(extended affine frequency multiplex，eafdm)的物理层波形传输方法。


背景技术：

2.随着无线通信技术的飞速发展，后5g时代乃至6g时代的通信需求日益增多，移动场景双选信道下出色的性能就是其中一个重要需求。传统的物理层波形都存在诸多明显的局限性，单载波系统、基于ofdm的多载波通信系统以及基于加权分数阶傅里叶变换(weighted fractional fourier transform，wfrft)的混合载波系统，在面对多径效应和多普勒效应同时具备的双选信道下，性能大大受限。因此，需要一种在双选信道下性能优秀的物理层波形传输方法。


技术实现要素：

3.本发明的目的是为解决传统的物理层波形在双选信道下性能受限的问题，而提出的一种拓展仿射频分复用的物理层波形传输方法。
4.本发明为解决上述技术问题所采取的技术方案是：
5.一种拓展仿射频分复用的物理层波形传输方法，所述方法在发送端的工作过程为：
6.步骤一、对输入数据进行调制后得到数据序列x0；
7.步骤二、对数据序列x0进行拓展仿射傅里叶正变换(extended affine fourier transform，eaft)，得到变换结果；
8.步骤三、对步骤二的变换结果进行插入cp和射频处理后，将处理结果发射至信道。
9.进一步地，所述步骤二的具体过程为：
[0010][0011]
其中，代表对数据序列x0进行拓展仿射傅里叶正变换，f
β
为n
×
n的拓展仿射傅里叶正变换矩阵，w0、w1、w2和w3为加权系数，i为n
×
n的单位矩阵，f为n
×
n的dft矩阵，x0是一个n
×
1的数据序列，n为数据序列x0的长度，h代表矩阵的共轭转置，e为自然对数的底数，j是虚数单位，β为chirp基参数，π为移位矩阵。
[0012]
进一步地，所述步骤二的具体过程为：
[0013]fβ
[x0]＝λ[(w0i w2π) (w1i w3π)f]λhx0[0014]
其中，f
β
[x0]代表对数据序列x0进行拓展仿射傅里叶正变换，w0、w1、w2和w3为加权系数，i为n
×
n的单位矩阵，f为n
×
n的dft矩阵，x0是一个n
×
1的数据序列，n为数据序列x0的长度，e为自然对数的底数，j是虚数单位，β为chirp基参数，h代表矩阵的共轭转置，π为移位矩阵。
[0015]
进一步地，所述chirp基参数其中，参数a和b是仿射傅里叶变换的参数矩阵m中的元素，参数矩阵m需满足四周期性的要求，即且det(m)＝a
×
(-a)-bc＝1，det(m)是参数矩阵m的行列式的值。
[0016]
进一步地，所述加权系数w0、w1、w2和w3为：
[0017][0018]
其中，l＝0,1,2,3，r＝0,1,2,3，α为控制参数。
[0019]
进一步地，所述加权系数w0、w1、w2和w3为：
[0020][0021]
其中，l＝0,1,2,3，αr为控制参数，r＝0,1,2,3。
[0022]
进一步地，所述移位矩阵π为：
[0023][0024]
进一步地，所述方法在接收端的工作过程为：
[0025]
步骤1、接收端对接收到的信号依次进行射频和去除cp处理后，得到处理结果；
[0026]
步骤2、对步骤1的处理结果进行拓展仿射傅里叶反变换，得到反变换结果；
[0027]
步骤3、对反变换结果进行解调，经过解调后对数据进行判决输出。
[0028]
进一步地，所述步骤2中，对步骤1的处理结果进行拓展仿射傅里叶反变换之前，在时域、频域或仿射域上对步骤1的处理结果进行均衡处理；
[0029]
在时域上对步骤1的处理结果进行均衡处理的具体方式为：
[0030]
将步骤1的处理结果经过时域均衡器，再对时域均衡器的输出结果进行拓展仿射傅里叶反变换；
[0031]
在频域上对步骤1的处理结果进行均衡处理的具体方式为：
[0032]
对步骤1的处理结果进行dft，将dft结果经过频域均衡器，对频域均衡器的输出结果进行idft，再对idft结果进行拓展仿射傅里叶反变换；
[0033]
在仿射域上对步骤1的处理结果进行均衡处理的具体方式为：
[0034]
对步骤1的处理结果进行aft，将aft结果经过仿射域均衡器，对仿射域均衡器的输出结果进行iaft，再对iaft结果进行拓展仿射傅里叶反变换。
[0035]
更进一步地，所述对步骤1的处理结果进行拓展仿射傅里叶反变换得到反变换结果之后，需要将反变换结果经过变换域均衡器，再对变换域均衡器的输出结果进行解调。
[0036]
本发明的有益效果是：
[0037]
本发明对发射端的数据进行调制后，再将调制结果依次经过拓展仿射傅里叶正变换、引入循环前缀处理，处理结果经由射频模块后发射到信道中；接收端经过射频处理并去除循环前缀，此时，可以通过在时域、频域、仿射域或变换域上进行均衡处理来抵抗信道带来的畸变与噪声，再对均衡后的数据进行拓展仿射傅里叶反变换，反变换结果经过解调后对数据进行判决输出。通过本发明方法设计了一种双选信道下性能优秀的拓展仿射频分复用波形，能够在双选信道下保持优秀而又稳健的性能，克服了传统物理层波形在双选信道下性能受限的问题。
附图说明
[0038]
图1为本发明拓展仿射傅里叶正变换的数字实现方法一的示意图；
[0039]
图中，λ(n)表示矩阵λ对角线上的第n个元素；
[0040]
图2为本发明拓展仿射傅里叶正变换的数字实现方法二的示意图；
[0041]
图3为本发明方法的模型图；
[0042]
图4是不同物理层波形的性能对比图。
具体实施方式
[0043]
具体实施方式一、结合图3说明本实施方式。本实施方式所述的一种拓展仿射频分复用的物理层波形传输方法，所述方法在发送端的工作过程为：
[0044]
步骤一、对输入数据进行调制后得到数据序列x0；
[0045]
步骤二、对数据序列x0进行拓展仿射傅里叶正变换，得到变换结果；
[0046]
步骤三、对步骤二的变换结果进行插入cp和射频处理后，将处理结果发射至信道。
[0047]
具体实施方式二：结合图1说明本实施方式。本实施方式与具体实施方式一不同的是，所述步骤二的具体过程为：
[0048][0049]
其中，代表对数据序列x0进行拓展仿射傅里叶正变换，f
β
为n
×
n的拓展仿射傅里叶正变换矩阵，w0、w1、w2和w3为加权系数，i为n
×
n的单位矩阵，f为n
×
n的dft(离散傅里叶变换)矩阵，x0是一个n
×
1的数据序列，n为数据序列x0的长度，h代表矩阵的共轭转置，e为自然对数的底数，j是虚数单位，β为chirp基参数，π为移位矩阵。
[0050]
其它步骤及参数与具体实施方式一相同。
[0051]
具体实施方式三：结合图2说明本实施方式。本实施方式与具体实施方式一不同的是，所述步骤二的具体过程为：
[0052]fβ
[x0]＝λ[(w0i w2π) (w1i w3π)f]λhx0[0053]
其中，f
β
[x0]代表对数据序列x0进行拓展仿射傅里叶正变换，w0、w1、w2和w3为加权系数，i为n
×
n的单位矩阵，f为n
×
n的dft(离散傅里叶变换)矩阵，x0是一个n
×
1的数据序列，n为数据序列x0的长度，e为自然对数的底数，j是虚数单位，β为chirp基参数，h代表矩阵的共轭转置，π为移位矩阵。
[0054]
本实施方式通过调整串并行操作的顺序，使得复数乘法模块作为多路操作的公共模块，可以在不牺牲性能的情况下大大降低计算量。
[0055]
其它步骤及参数与具体实施方式一相同。
[0056]
具体实施方式四：本实施方式与具体实施方式二或三不同的是，所述chirp基参数其中，参数a和b是仿射傅里叶变换的参数矩阵m中的元素，参数矩阵m需满足四周期性的要求即且det(m)＝a
×
(-a)-bc＝1，det(m)是参数矩阵m的行列式的值。
[0057]
本实施方式中，参数a、b和c均是参数矩阵m中的元素，根据参数a和b定义chirp基参数。
[0058]
其它步骤及参数与具体实施方式二或三相同。
[0059]
具体实施方式五：本实施方式与具体实施方式四不同的是，所述加权系数w0、w1、w2和w3为：
[0060][0061]
其中，l＝0,1,2,3，r＝0,1,2,3，α为控制参数。
[0062]
通过本实施方式的方法设置加权系数可以维持变换矩阵的酉性，而酉性能够保证信息的无损传输。
[0063]
其它步骤及参数与具体实施方式四相同。
[0064]
具体实施方式六：本实施方式与具体实施方式四不同的是，所述加权系数w0、w1、w2和w3为：
[0065][0066]
其中，l＝0,1,2,3，αr为控制参数，r＝0,1,2,3。
[0067]
通过本实施方式的方法设置加权系数可以维持变换矩阵的酉性，而酉性能够保证信息的无损传输。
[0068]
其它步骤及参数与具体实施方式四相同。
[0069]
本发明中，拓展仿射傅里叶正变换加权系数的生成有多种规则，如具体实施方式五中是由单参数α控制的系数生成方式α∈[0,4)，具体实施方式六中是由四参数[α0,α1,α2,α3]控制的系数生成方式αr∈[0,2π)，其他未能穷举的维持酉变换性质的加权规则也在本发明的保护范围内。
[0070]
具体实施方式七：本实施方式与具体实施方式五或六不同的是，所述移位矩阵π为：
[0071][0072]
其它步骤及参数与具体实施方式五或六相同。
[0073]
具体实施方式八：本实施方式与具体实施方式七不同的是，所述方法在接收端的工作过程为：
[0074]
步骤1、接收端对接收到的信号依次进行射频和去除cp处理后，得到处理结果；
[0075]
步骤2、对步骤1的处理结果进行拓展仿射傅里叶反变换，得到反变换结果；
[0076]
拓展仿射傅里叶反变换是拓展仿射傅里叶正变换的逆过程，对应于具体实施方式五的拓展仿射傅里叶正变换过程，当拓展仿射傅里叶正变换的参数为(α,β)时，其对应的反变换的控制参数为(-α,β)，对应于具体实施方式六的拓展仿射傅里叶正变换过程，当拓展仿射傅里叶正变换的参数为(α0,α1,α2,α3,β)时，其对应的反变换的控制参数为(-α0,-α1,-α2,-α3,β)；
[0077]
步骤3、对反变换结果进行解调，经过解调后对数据进行判决输出。
[0078]
其它步骤及参数与具体实施方式七相同。
[0079]
具体实施方式九：本实施方式与具体实施方式八不同的是，所述步骤2中，对步骤1的处理结果进行拓展仿射傅里叶反变换之前，在时域、频域或仿射域上对步骤1的处理结果进行均衡处理；
[0080]
在时域上对步骤1的处理结果进行均衡处理的具体方式为：
[0081]
将步骤1的处理结果经过时域均衡器，再对时域均衡器的输出结果进行拓展仿射傅里叶反变换；
[0082]
在频域上对步骤1的处理结果进行均衡处理的具体方式为：
[0083]
对步骤1的处理结果进行dft，将dft结果经过频域均衡器，对频域均衡器的输出结果进行idft，再对idft结果进行拓展仿射傅里叶反变换；
[0084]
在仿射域上对步骤1的处理结果进行均衡处理的具体方式为：
[0085]
对步骤1的处理结果进行aft，将aft结果经过仿射域均衡器，对仿射域均衡器的输出结果进行iaft(仿射傅里叶逆变换)，再对iaft结果进行拓展仿射傅里叶反变换。
[0086]
其它步骤及参数与具体实施方式八相同。
[0087]
具体实施方式十：本实施方式与具体实施方式八不同的是，所述对步骤1的处理结果进行拓展仿射傅里叶反变换得到反变换结果之后，需要将反变换结果经过变换域均衡器，再对变换域均衡器的输出结果进行解调。
[0088]
通过在时域、频域、仿射域或变换域上进行均衡处理来抵抗信道带来的畸变与噪声。
[0089]
其它步骤及参数与具体实施方式八相同。
[0090]
本发明的拓展仿射傅里叶正变换对aft进行了周期性的筛选，对于满足该周期性的变换进行了多分量加权合并，多分量中包含了aft分量，能够通过参数β来调整chirp基，
正交chirp基的引入是本波形相对于其他传统波形最为本质的区别，chirp基的引入同时也为双选信道提供了出色的性能。多分量中同时还包含单载波分量，单载波分量有着低峰均比以及抗多普勒频移的优点，通过加权系数对多分量进行合并，使得本发明的eafdm通信系统能够兼具上述不同分量的优点，并在双选信道下保持优秀而又稳健的性能。
[0091]
eafdm有着出色的兼容性，在特定的参数值下，能够回退到传统的物理层波形体制。以单参数α控制生成的加权系数为例，当(α,β)＝(0,0)时，eafdm等价于传统的单载波通信系统；当(α,β)＝(1,0)时，eafdm等价于传统的ofdm多载波通信系统；当(α,β)＝(α,0)时，eafdm等价于传统的混合载波通信系统；当(α,β)＝(1,β)时，eafdm等价于一种四周期性afdm通信系统。通过灵活的参数选择，可以实现多种载波体制的灵活兼容，能够更好的应对多种通信场景。
[0092]
在三径指数衰落、归一化多普勒频移fdts＝0.0125的双选信道下，eafdm波形在qpsk调制下与其他传统波形的性能对比如图4所示，提出的新波形的性能明显优于传统的单载波、ofdm多载波以及混合载波通信系统，说明其具备出色的匹配双选信道的能力，因此可以通过优选加权系数以及参数β做出灵活的调整，来实现不同衰落信道下的最优传输。
[0093]
本发明的上述算例仅为详细地说明本发明的计算模型和计算流程，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动，这里无法对所有的实施方式予以穷举，凡是属于本发明的技术方案所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之列。