电动机控制装置的制作方法

1.本发明涉及电动机的控制装置。


背景技术：

2.在混合动力车、电动车等电动车辆的空调中使用的压缩机中，以逆变器
·
电动机为动力的电动压缩机正逐渐被使用。由于车辆中所使用的电动压缩机需要小型化，因此，空间高次谐波的失真的比例存在增加的倾向。该空间高次谐波成为导致电磁噪声的电流纹波、转矩纹波、径向的激振力所引起的电磁噪声的原因，因此，滤波器、振动抑制部件增加，妨碍了小型化。
3.另一方面，一般在电动压缩机中由于机械的限制，安装编码器较为困难，因此使用无位置传感器矢量控制。在该无位置传感器矢量控制中，由于控制结构上的问题，提高电流控制频带较为困难。即，对于控制频带，控制高频的空间高次谐波失真并不容易。
4.例如，专利文献1中，使用空间高次谐波的信息使电动机电流的转矩指令值在高频下变动，从而抑制转矩纹波。此外，专利文献2中，计算检测出的电动机电流的高次谐波分量与它们的指令值之差，并进行反馈控制来输出高次谐波电压指令值，通过将其与三相的电压指令值相加，从而降低电动机的转矩纹波。现有技术文献专利文献
5.专利文献1：日本专利第5262267号公报专利文献2：日本专利第4019842号公报


技术实现要素：

发明所要解决的技术问题
6.然而，专利文献1中，需要将电流控制系统设为相对于电动机的转速具有足够高的频带，像电动压缩机那样以高转速驱动的情况下，电流控制系统的频带变得过高。专利文献2中考虑到这一点，进行了仅将高次谐波特性的响应性提高的反馈控制，但对检测到的实际电流的相位特性仍旧直接进行pi控制。
7.然而，实际上作为控制对象的电流与电压存在相位差，因此，需要考虑该相位差来进行电压控制。因此，专利文献2中，降低反馈控制的频带，花费时间使结果收敛，以使得pi-dhqh电流控制器不进行不稳定的动作。即，需要使响应性变慢，其结果是存在如下问题：到产生转矩纹波等的降低控制的效果需要时间，根据情况有时不收敛。
8.本发明是为了解决所涉及的现有技术问题而完成的，其目的在于提供一种电动机控制装置，通过进行直接电压控制，从而能进行跟随性较高的转矩纹波抑制控制。用于解决技术问题的技术手段
9.本发明的电动机控制装置的特征在于，包括：电压指令运算部，该电压指令运算部根据电动机的d轴电流指令值i
d*
和q轴电流指令值i
q*
，来计算d轴电压指令值v
dref
和q轴电压
指令值v
qref
；前馈指令值运算部，该前馈指令值运算部基于空间高次谐波的参数和电动机绕组的频率特性，计算用于使q轴电流纹波产生的q轴电压前馈指令值v
qff*
；以及减法部，该减法部从电压指令运算部计算出的q轴电压指令值v
qref
中减去前馈指令值运算部计算出的q轴电压前馈指令值v
qff*
，所述电动机控制装置对空间高次谐波所引起的转矩纹波进行补偿。
10.权利要求2的发明的电动机控制装置的特征在于，在上述发明中，电动机是三相永磁体同步电动机，前馈指令值运算部计算电气角6n次(n为正整数)的q轴电压前馈指令值v
qff*
。
11.权利要求3的发明的电动机控制装置的特征在于，在上述各发明中，前馈指令值运算部根据使基于电动机的阻抗的相位相对于电气角推定值前进后的空间高次谐波值来计算q轴电压前馈指令值v
qff*
。
12.权利要求4的发明的电动机控制装置的特征在于，在上述各发明中，前馈指令值运算部通过将基于电动机的阻抗的增益乘以空间高次谐波来计算q轴电压前馈指令值v
qff*
。
13.权利要求5的发明的电动机控制装置的特征在于，在上述各发明中，电动机是三相永磁体同步电动机，在将该电动机的q轴电流推定值设为iq(^)、将q轴6次谐波磁通设为k
6hq
、将电气角推定值设为θ
re
(^)、将电枢交链磁通1次分量的振幅设为将绕组电阻设为r、将q轴绕组电感设为lq、将电气角速度设为ω
re
时，[数学式1]前馈指令值运算部使用上述式(3)来计算电气角6次的q轴电压前馈指令值v
qff*
。
[0014]
权利要求6的发明的电动机控制装置的特征在于，在上述各发明中，前馈指令值运算部还具备加法部，该加法部进一步计算q轴电压前馈指令值v
qff*
所产生的q轴电流纹波对d轴产生干扰的干扰项即d轴电压前馈指令值v
dff*
，并且将前馈指令值运算部计算出的d轴电压前馈指令值v
dff*
与电压指令运算部计算出的d轴电压指令值v
dref
相加。
[0015]
权利要求7的发明的电动机控制装置的特征在于，在上述发明中，电动机是三相永磁体同步电动机，在将该电动机的q轴电流推定值设为iq(^)、将q轴6次谐波磁通设为k
6hq
、将电气角推定值设为θ
re
(^)、将电枢交链磁通1次分量的振幅设为将q轴绕组电感设为lq、将电气角速度设为ω
re
时，[数学式2]前馈指令值运算部使用上述式(4)来计算电气角6次的d轴电压前馈指令值v
dff*
。
[0016]
权利要求8的发明的电动机控制装置的特征在于，在权利要求6或权利要求7的发明中，电动机是三相永磁体同步电动机，并包括：逆变器电路，该逆变器电路驱动电动机；相电压指令运算部，该相电压指令运算部将从q轴电压指令值v
qref
中减去q轴电压前馈指令值v
qff*
后的q轴电压指令值v
q*
、以及对d轴电压指令值v
dref
加上d轴电压前馈指令值v
dff*
后的d轴电压指令值v
d*
转换为三相调制电压指令值；以及pwm信号生成部，该pwm信号生成部基于
三相调制电压指令值，生成对逆变器电路进行pwm控制的pwm信号。发明效果
[0017]
本发明的电动机控制装置包括：电压指令运算部，该电压指令运算部根据电动机的d轴电流指令值i
d*
和q轴电流指令值i
q*
，来计算d轴电压指令值v
dref
和q轴电压指令值v
qref
；前馈指令值运算部，该前馈指令值运算部基于空间高次谐波的参数和电动机绕组的频率特性，计算用于使q轴电流纹波产生的q轴电压前馈指令值v
qff*
；以及减法部，该减法部从电压指令运算部计算出的q轴电压指令值v
qref
中减去前馈指令值运算部计算出的q轴电压前馈指令值v
qff*
，所述电动机控制装置对空间高次谐波所引起的转矩纹波进行补偿。
[0018]
上述前馈指令值运算部计算的q轴电压前馈指令值v
qff*
是用于使空间高次谐波引起的转矩纹波产生的电压指令值，本发明中，在减法部中从q轴电压指令值v
qref
中将其直接减去。即，根据本发明，通过所涉及的电压前馈控制，能抵消或抑制转矩纹波，而不受到电流控制频带的限制。由此，能消除或抑制空间高次谐波所引起的电磁能量的振动，因此，能降低电磁噪声、电磁噪音。
[0019]
特别地，当电动机是三相永磁体同步电动机时，空间高次谐波以6的倍数即电气角6n次被激发。因此，如果像权利要求2的发明那样，前馈指令值运算部计算电气角6n次(n为正整数)的q轴电压前馈指令值v
qff*
，则能有效地降低转矩纹波。
[0020]
这里，电流的相位基于电动机的阻抗相对于电压而延迟。该延迟相位根据电动机的驱动条件而变化，且电动机阻抗的延迟相位根据频率而不同，因此，需要使延迟的相位在每个频率处可变。因此，如权利要求3的发明那样，若前馈指令值运算部根据使基于电动机的阻抗的相位相对于电气角推定值前进后的空间高次谐波值来计算q轴电压前馈指令值v
qff*
，则能无障碍地进行电压维度下的补偿。
[0021]
此外，空间高次谐波的频率根据电动机的驱动条件而变化，且与延迟相位同样地，衰减系数根据频率而不同，因此，需要使q轴电压前馈指令值v
qff*
的振幅在每个频率处可变。因此，如权利要求4的发明那样，若前馈指令值运算部通过将基于电动机的阻抗的增益乘以空间高次谐波来计算q轴电压前馈指令值v
qff*
，则能根据电动机的驱动条件适当地进行空间高次谐波的转矩纹波的补偿。
[0022]
这里，当电动机是三相永磁体同步电动机时，成为电气角6次的空间高次谐波转矩纹波的主要分量。因此，例如，如权利要求5的发明那样，若前馈指令值运算部使用上述式(3)来计算电气角6次的q轴电压前馈指令值v
qff*
，则能有效地降低转矩纹波。
[0023]
此外，电动机中存在在dq轴间互相干扰的被称为速度电动势的现象。如上述发明那样，若从q轴电压指令值v
qref
中减去q轴电压前馈指令值v
qff*
，并使q轴电流纹波产生，则该q轴电流纹波对d轴产生干扰，d轴电流中激发纹波，磁阻转矩中激发纹波。
[0024]
因此，如权利要求6的发明那样，前馈指令值运算部还设置加法部，该加法部进一步计算q轴电压前馈指令值v
qff*
所产生的q轴电流纹波对d轴产生干扰的干扰项即d轴电压前馈指令值v
dff*
,并且将前馈指令值运算部计算出的d轴电压前馈指令值v
dff*
与电压指令运算部计算出的d轴电压指令值v
dref
相加，由此，能抑制减去q轴电压前馈指令值v
qff*
而引起的磁阻转矩的激发。
[0025]
具体而言，如权利要求7的发明那样，前馈指令值运算部使用上述式(4)来计算电气角6次的d轴电压前馈指令值v
dff*
，由此，能有效地抑制减去电气角6次的q轴电压前馈指
令值v
qff*
而引起的磁阻转矩的激发。
[0026]
此外，实际上如权利要求8的发明那样，上述各发明中，还设置：逆变器电路，该逆变器电路驱动三相永磁体同步电动机；相电压指令运算部，该相电压指令运算部将从q轴电压指令值v
qref
中减去q轴电压前馈指令值v
qff*
后的q轴电压指令值v
q*
、以及对d轴电压指令值v
dref
加上d轴电压前馈指令值v
dff*
后的d轴电压指令值v
d*
转换为三相调制电压指令值；以及pwm信号生成部，该pwm信号生成部基于三相调制电压指令值，生成对逆变器电路进行pwm控制的pwm信号，由此来构成电动机控制装置。由此，能提供一种极其有效地降低电磁噪声、电磁噪音后的电动机控制装置。
附图说明
[0027]
图1是应用了本发明的实施例的电动机控制装置的系统结构图。图2是示出图1的电动机的转子磁通波形的图。图3是示出图1的驱动条件的实施例的图。图4是示出实施例的电动机控制装置所涉及的dq轴电流和电动机转矩的图。图5是示出未实施本发明的现有方法的情况下的dq轴电流、电动机转矩和磁阻转矩的图。图6是示出实施例中的实施q轴电压前馈控制时的dq轴电流、电动机转矩和磁阻转矩的图。图7是示出实施例中的实施q轴电压前馈控制和d轴电压前馈控制时的dq轴电流、电动机转矩和磁阻转矩的图。图8是示出图7的情况下的电动机转矩的fft分析结果的图。图9是对图5至图7的情况下的转矩纹波进行比较的图。
具体实施方式
[0028]
以下，基于附图详细地说明本发明的实施方式。
[0029]
(1)电动机控制装置1图1是本发明的一个实施例的电动机控制装置1的系统结构图。本实施例的电动机控制装置1构成为包括逆变器电路2和控制部3，将从车载用电池等直流电源4提供的直流电转换为规定频率的交流电，并提供给电动机6。实施例的电动机6是对电动车、混合动力车等电动车辆的空调装置中所使用的电动压缩机进行驱动的三相永磁体同步电动机(ipmsm：interior permanent magnet synchronous motor)，并由控制部3生成的电压指令来驱动。
[0030]
(2)逆变器电路2逆变器电路2构成为输入节点连接到直流电源4，对直流电源4的输出进行开关以转换为三相交流电压，并提供给电动机(ipmsm)6。实施例的逆变器电路2通过桥接多个(6个)开关元件来构成。
[0031]
(3)控制部3控制部3基于电动机6的机械角速度推定值ω
rm
(^)与机械角速度指令值ω
rm*
的偏差来生成d轴电压指令值vd
*
、q轴电压指令值vq
*
，根据这些d轴电压指令值vd
*
、q轴电压指令值vq
*
来生成最终用于对逆变器电路2的各开关元件进行开关的pwm信号，并通过无位置传
感器矢量控制来驱动电动机6。
[0032]
实施例的控制部3由减法部7～10、加法器11、速度控制器12、电流控制器13、非干扰控制器14、相电压指令运算部16、pwm信号生成部17、uvw-dq转换器18、电气角速度推定器19、积分器21、电气角-机械角转换器22以及成为本发明主旨的前馈指令值运算部23构成。
[0033]
电动机6的u相电流iu和w相电流iw输入到实施例的uvw-dq转换器18，并根据他们来计算v相电流iv。积分器21输出的电气角推定值θ
re
(^)进一步输入到uvw-dq转换器18，并根据u相电流iu、v相电流iv、w相电流iw和电气角推定值θ
re
(^)来导出d轴电流推定值id(^)和q轴电流推定值iq(^)。
[0034]
电气角速度推定器19根据uvw-dq转换器18输出的d轴电流推定值id(^)、q轴电流推定值iq(^)、非干扰控制器14输出的d轴电压指令值v
dref
和q轴电压指令值v
qref
来导出电气角速度推定值ω
re
(^)并输出。该电气角速度推定值ω
re
(^)被输入到积分器21，积分器21根据电气角速度推定值ω
re
(^)来生成电气角推定值θ
re
(^)并输出。
[0035]
电气角速度推定器19输出的电气角速度推定值ω
re
(^)被进一步输入到电气角-机械角转换器，电气角-机械角转换器22将该电气角速度推定值ω
re
(^)转换为机械角速度推定值ω
rm
(^)并输出。该机械角速度推定值ω
rm
(^)被输入到减法部7。机械角速度指令值ω
rm*
被进一步输入到该减法部7，在该减法部7中从机械角速度指令值ω
rm*
中减去机械角速度推定值ω
rm
(^)来计算他们的偏差。
[0036]
由减法部7计算出的偏差被输入到速度控制部12。该速度控制部12通过pi运算和q轴电流与转矩的关系式来计算q轴电流指令值i
q*
。该速度控制器12计算出的q轴电流指令值i
q*
、uvw-dq转换器18计算出的q轴电流推定值iq(^)被输入到减法部9，由减法部9从q轴电流指令值i
q*
减去q轴电流推定值iq(^)来计算它们的偏差。
[0037]
另一方面，d轴电流指令值i
d*
、uvw-dq转换器18计算出的d轴电流推定值id(^)被输入到减法部8，由减法部8从d轴电流指令值i
d*
减去d轴电流推定值id(^)来计算它们的偏差。
[0038]
这里，上述电流控制器13和非干扰控制器14构成本发明中的电压指令运算部15。该电压指令运算部15使用各减法部8、9输出的各偏差，利用电流控制器13来进行pi运算，并利用非干扰控制器14来抵消dq轴间的干扰，由此生成d轴电压指令值v
dref
和q轴电压指令值v
qref
并输出。此外，非干扰控制器14预先对指令值加上电动机6的发电电压(干扰电压)来实现非干扰控制。基本上在该电压指令运算部15中,计算将d轴电流指令值id*与q轴电流推定值id(^)之间的偏差、以及q轴电流指令值i
q*
与q轴电流推定值iq(^)之间的偏差消除的方向上的d轴电压指令值v
dref
和q轴电压指令值v
qref
。
[0039]
该电压指令运算部15计算出的d轴电压指令值v
dref
被输入到加法部11。前馈指令值运算部23输出的d轴电压前馈指令值v
dff*
被输入到该加法部11，由该加法部11将d轴电压前馈指令值v
dff*
与d轴电压指令值v
dref
相加，并作为补偿后的d轴电压指令值v
d*
来输出(v
d*
＝v
dref
v
dff*
)。
[0040]
此外，电压指令运算部15计算出的d轴电压指令值v
dref
被输入到减法部10。前馈指令值运算部23输出的q轴电压前馈指令值v
qff
*被输入到该减法部10，由该减法部10从q轴电压指令值v
qref
中减去q轴电压前馈指令值v
qff
*，并作为补偿后的q轴电压指令值vq*来输出(vq*＝v
qref-v
qff
*)。此外，上述前馈指令值运算部23的动作将在后文中详细阐述。
[0041]
这些补偿后的d轴电压指令值vd*和q轴电压指令值vq*被输入到相电压指令运算部
16，并且积分器21输出的电气角推定值θ
re
(^)被输入到相电压指令运算部16。然后，相电压指令运算部16将d轴电压指令值vd*、q轴电压指令值vq*转换为三相调制电压指令值即u相电压指令值vu、v相电压指令值vv和w相电压指令值vw。pwm信号生成器17根据这些u相电压指令值vu、v相电压指令值vv和w相电压指令值vw来生成用于对逆变器电路2的各开关元件进行开关(pwm控制)的pwm信号。由此，实现电动机6的无位置传感器的矢量控制。
[0042]
(4)前馈指令值运算部23的动作接着，对控制部3的前馈指令值运算部23的动作进行说明。本发明的电动机控制装置1利用无位置传感器矢量控制来抑制高次谐波电磁失真，由此来降低转矩纹波。然而，为了抑制该转矩纹波，进行动作以使得在与纹波分量相同的频率激发反相位的转矩纹波。
[0043]
(4-1)q轴电压前馈控制首先，对前馈指令值运算部23执行的q轴电压前馈控制进行说明。首先，在式(1)中示出实施例的电动机(ipmsm)6的转矩式。[数学式3]tm＝pφfiq p(l
d-lq)idiq pi
qkhq
pidk
hd
ꢀꢀ
(1)其中，tm电动机转矩[nm]，p是极对数，是电枢交链磁通1次分量的振幅[wb]，k
hd
是d轴高次谐波磁通[wb]，k
hq
是q轴高次谐波磁通[wb]，id是d轴电流[a]，iq是q轴电流[a]，ld是d轴绕组电感[h]，lq是q轴绕组电感[h]。
[0044]
上述式(1)中，第一项是磁体转矩，第二项是磁阻转矩，第三项是q轴的电流和空间高次谐波所引起的转矩纹波，第四项是d轴的电流和空间高次谐波所引起的转矩纹波。磁通的空间高次谐波k
hd
、k
hq
由式(2)来表示。此外，该式(2)是表示磁通的空间高次谐波分量的式，由于电动机(ipmsm)6中的空间高次谐波具有6的倍数次分量，因此，式(2)中，提取6次和12次来表示。[数学式4]其中，k
6hd
是d轴6次谐波磁通[wb]，k
6hq
是q轴6次谐波磁通[wb]，k
12hd
是d轴12次谐波磁通[wb]，k
12hq
是q轴12次谐波磁通[wb]，ψ
sn
是n次谐波的正弦分量[wb]，ψ
cn
是n次谐波的余弦分量[wb]，θ
re
是电气角[rad/s]。
[0045]
磁通的空间高次谐波是电气角的函数，因此，电动机转矩成为电流与电气角的函数。在图2中示出转子磁通的磁通波形。图2的上栏中的实线表示u相的磁通波形，粗虚线表示v相的磁通波形，细虚线表示w相的磁通波形，下栏中的虚线是d轴的磁通波形，实线是q轴的磁通波形。
[0046]
包含空间高次谐波的转子磁通由于波形的点对称性，不能激发偶数次的高次谐波。此外，在三相接线中不存在3n次的高次谐波分量，因此，转子磁通具有的高次谐波分量成为6n正负1次分量。实验中已知电动机(ipmsm)6具有6正负1次、12正负1次的高次谐波分量以作为主分量，若在dq轴上进行坐标转换，则6正负1次成为6次，12正负1次成为12次。
[0047]
因此，实施例的前馈指令值运算部23如后述那样计算成为转矩纹波的主分量的6次的q轴电压前馈指令值v
qff*
并输出。这里，根据上述式(1)、式(2)可知，转矩纹波的频率依赖于电气角，振幅依赖于电流。在通过电流控制来补偿转矩纹波的情况下，需要将电流控制频带设为能充分跟随电气角6次频率的频带，但无位置传感器矢量控制包含相位推定，因此难以提高电流控制频带。
[0048]
为了解决该问题，前馈指令值运算部23运算抵消空间高次谐波所引起的转矩纹波的电压指令值并直接输出，由此来进行无位置传感器矢量控制时的转矩纹波补偿。该情况下，实施例的前馈指令值运算部23使用式(3)来计算q轴电压前馈指令值v
qff*
。然后，由减法部10将该q轴电压前馈指令值v
qff*
从q轴电压指令值v
qref
中减去。这就是q轴电压前馈控制。[数学式5]其中，iq(^)是q轴电流推定值，k
6hq
是q轴6次谐波磁通，θ
re
(^)是电气角推定值，是电枢交链磁通1次分量的振幅，r是绕组电阻，lq是q轴绕组电感，ω
re
是电气角速度。
[0049]
即，由上述式(3)可知，q轴电压前馈指令值v
qff*
基于空间高次谐波的参数与电动机绕组的频率特性来计算。该q轴电压前馈指令值v
qff*
是产生6次的q轴电流纹波的值。
[0050]
在通过电流控制来补偿转矩纹波的情况下，转矩是电流的函数，因此，转矩纹波的相位和重叠于电流的纹波的相位为同相位。另一方面，在电压维度上补偿转矩纹波的情况下，定子绕组与lr电路等效，因此，电动机电流相对于电动机施加电压具有相位延迟，相对于高次谐波具有衰减特性。
[0051]
因此，如本发明那样，在电压维度上的补偿中，需要考虑lr电路中的相位延迟和振幅的衰减。在lr的1次延迟电路中，电流相对于电压具有相位延迟，因此，在q轴电压前馈控制中使用使基于电动机6的阻抗的相位相对于式(2)的空间高次谐波的电气角推定值前进后的空间高次谐波值，式(3)中的k
6hq
及其后面的括号内相当于该空间高次谐波值，tan-1
项相当于基于电动机6的阻抗而前进的相位。这里，在中高速域中tan-1
项能近似为π/2，因此，实施例中，将式(3)中的tan-1
项视为π/2。
[0052]
此外，电气角6次的频率根据电动机6的驱动条件而变化。由于衰减系数根据频率而不同，因此，需要使q轴电压前馈指令值v
qff
*的振幅在每个频率处可变。实施例中，定子与lr电路等效，因此，考虑到lr的一次延迟系统的增益特性，乘以基于电动机6的阻抗的增益。式(3)中的平方根的项相当于该增益，因此，使振幅放大相当于所衰减的振幅的量。
[0053]
以下，使用数学式对以上所说明的q轴电压前馈指令值v
qff
*的意义进行详细说明。上述式(3)中q轴6次谐波磁通k
6hq
是电气角θ
re
的函数。上述式(1)中d轴电流稳定地在0a下进行控制，因此，不考虑d轴的电流和磁通高次谐波所引起的转矩纹波。此外，磁通高次谐波的主要分量是电气角6次的分量，因此，若忽略12次分量，则式(1)成为下述式(3a)那样。[数学式6]tm＝pφfiq pi
qk6hq
(6θ
re
)
ꢀꢀ
(3a)
[0054]
这里，若将不包含纹波的电动机转矩设为t
mdc
，并将电动机转矩的纹波分量设为t
mrip
，则它们能用下述式(3b)来表现。
[数学式7]t
mdc
t
mrip
＝pφfiq pi
qk6hq
(6θ
re
)
ꢀꢀ
(3b)
[0055]
如果考虑从将式(3b)的转矩纹波控制为0的q轴电流分量i
qrip
中减去iq，则式(3b)成为下述式(3c)那样。[数学式8]
[0056]
这里，不包含纹波的电动机转矩t
mdc
由来控制，因此二者相等。此外，若为了将转矩纹波设为0而设为t
mrip
＝0，则i
qrip*
成为下述式(3d)那样。[数学式9]
[0057]
这里，因此，式(3d)能设为下述式(3e)那样。[数学式10]
[0058]
通过从q轴电流指令值中减去式(3e)，从而能抑制空间高次谐波所引起的电气角6次的转矩纹波。然而，在由q轴电流指令来给出时，需要跟随转矩纹波的频率的高速的电流控制器。在无位置传感器矢量控制系统中电流控制器的频带受到限制，因此，难以构成高速的电流控制器。因此，为了在电压维度上抑制转矩纹波，需要将i
qrip*
转换为电压指令值。
[0059]
该情况下，电动机绕组由lr电路来表示，因此，电压和电流在每个频率下具有相位特性和增益特性。为了在电压维度上进行补偿，考虑到电动机绕组的相位特性和增益特性，需要计算电压补偿值。在下述式(3f)中示出电动机绕组的相位特性。[数学式11]
[0060]
此外，在下述式3g)中示出电动机绕组的增益特性。[数学式12]
[0061]
考虑到上述式(3f)和式(3g)，实施相当于相位延迟量的前进相位补偿，并使振幅放大相当于所衰减的振幅量，从而能得到响应于期望的电流的q轴电压前馈指令值v
qff*
。q轴电压前馈指令值v
qff*
在下述式(3h)中输出。[数学式13]
[0062]
在无位置传感器矢量控制中应用式(3h)的情况下，q轴电流与电气角成为推定值。此外，对于电气角速度，在速度控制器稳定地动作、处于稳定状态的情况下，也能使用速度指令值而非推定值，因此，式(3h)成为上述式(3)。
[0063]
此外，在中高速域中，式(3)中的tan-1
与平方根的项也能分别近似为π/2和6ω
re
lq，因此，式(3)也能用下述式(3i)来表示。[数学式14]
[0064]
由此，由前馈指令值运算部23计算出的q轴电压前馈指令值v
qff*
在上述那样的减法部10中从q轴电压指令值v
qref
中被减去，并作为补偿后的q轴电压指令值v
q*
被输出。由此，空间高次谐波所引起的电气角6次的转矩纹波与反相位的转矩纹波作为磁体转矩被输出，转矩纹波被抵消。
[0065]
(4-2)d轴电压前馈控制另一方面，电动机(ipmsm)6中存在在dq轴间互相干扰的被称为速度电动势的现象，流过各个轴的电流在另一个轴中作为干扰分量出现。为了独立地控制各个轴的电流，图1的非干扰控制器14进行预先加上电压指令值以抵消上述那样的干扰电压量的非干扰控制，但如上所述，若通过q轴电压前馈控制对q轴电压施加前馈电压，并产生q轴电流纹波，则该q轴电流的纹波对d轴产生干扰，从而在d轴电流中激发纹波，并在磁阻转矩中激发纹波。
[0066]
实施例的前馈指令值运算部23为了对此进行抑制或使其消除，进行以下说明的d轴电压前馈控制，计算d轴电压前馈指令值v
dff*
并输出，并且通过加法器11与d轴电压指令值v
dref
相加。这里，q轴电流纹波在电压维度上对d轴产生干扰，因此，因q轴电流纹波而产生的d轴电流纹波的相位相对于q轴电流延迟π/2相位。因此，d轴电压前馈指令值v
dff*
的相位与q轴电流的纹波相位成为同相位。
[0067]
实施例的前馈指令值运算部23使用式(4)来计算d轴电压前馈指令值v
dff*
。[数学式15]其中，iq(^)是q轴电流推定值，k
6hq
是q轴6次谐波磁通，θ
re
(^)是电气角推定值，是电枢交链磁通1次分量的振幅，lq是q轴绕组电感，ω
re
是电气角速度。无传感器矢量控制中，q轴电流与电气角成为推定值。对于电气角速度，在速度控制稳定地动作、处于稳定状态的情况下，也能使用速度指令值而非推定值。
[0068]
即，由上述式(4)可知，d轴电压前馈指令值v
dff
*是q轴电压前馈控制所产生的q轴
电流纹波对d轴产生干扰的干扰项，从重叠于q轴电流的电流被导出。由于干扰项是电压维度，因此，无需像q轴电压前馈控制的情况那样进行使相位前进的处理。
[0069]
使用数学式对以上所说明的d轴电压前馈指令值v
dff
*的意义进行详细说明。根据上述式(3)，在q轴电流中流过一定的纹波分量的情况下，由于上述轴间干扰，纹波分量作为干扰电压出现在d轴上。作为干扰电压出现的纹波分量在d轴电流中激发纹波。该纹波分量也出现在磁阻转矩中。即，由于q轴电压前馈控制，作为磁阻转矩，激发了非预期的纹波。
[0070]
为了抑制磁阻转矩的纹波，对于q轴电压前馈指令值v
qff
*，需要进行与非干扰控制器14同样的非干扰处理。q轴电流对d轴的干扰电压ed用下述式(4a)来表示。[数学式16]ed＝-iqlqω
re
ꢀꢀꢀꢀꢀ
(4a)
[0071]
式(3)的q轴电压前馈指令值v
qff
*从q轴电压指令值v
qref
中被减去并作为补偿后的q轴电压指令值vq*被输出，因此，通过q轴电压前馈控制而流过q轴的电流是对式(3e)进行符号反转而得的。因此，干扰电压ed由下述式(4b)来表示。[数学式17]
[0072]
将式(4b)所示的干扰电压量预先与d轴电压指令值v
dref
相加，并设为补偿后的d轴电压指令值v
d*
，由此来进行q轴电压前馈控制与d轴的非干扰化。无位置传感器矢量控制中，q轴电流与电气角成为推定值。此外，对于电气角速度，在速度控制器稳定地动作、处于稳定状态的情况下，也能使用速度指令值而非推定值，因此，式(4b)成为上述式(4)。
[0073]
由此，由前馈指令值运算部23计算出的d轴电压前馈指令值v
dff*
在上述那样的加法部11中与d轴电压指令值v
dref
相加，并作为补偿后的d轴电压指令值v
d*
被输出。由此，q轴电压前馈控制所引起的磁阻转矩的激发被抑制或消除。
[0074]
(4-3)q轴电压前馈控制和d轴电压前馈控制的效果为了证实以上所说明的q轴前馈控制和d轴前馈控制的效果，进行了仿真实验。该情况下的驱动条件在图3中所示。当转速跟随指令值的3000rpm时，成为机械角频率50hz，在电气角频率下成为200hz。此时，转矩纹波的频率成为电气角6次的1200hz(7540rad/s)，在图3所示的电流控制频带中成为无法控制的频率。
[0075]
在图4～图7中示出仿真实验结果，在图8中示出现有方法与本发明中的电动机转矩的fft分析结果。此外，图9中示出转矩纹波的改善效果。图4的最上段表示d轴电流值i
d*
，从上起第二段表示d轴电流id，从上起第三段表示q轴电流指令值i
q*
，从上起第四段表示q轴电流iq，最下段表示电动机输出转矩(转速3000rpm时)。
[0076]
图5示出现有方法所得到的结果，最上段表示d轴电流值i
d*
和d轴电流id，从上起第二段表示q轴电流指令值i
q*
和q轴电流iq，从上起第三段表示电动机输出转矩，最下段表示磁阻转矩。
[0077]
此外，图6示出仅实施q轴电压前馈控制时的结果，同样地，最上段表示d轴电流值i
d*
和d轴电流id，从上起第二段表示q轴电流指令值i
q*
和q轴电流iq，从上起第三段表示电动机输出转矩，最下段表示磁阻转矩。
[0078]
此外，图7示出实施q轴电压前馈控制和d轴电压前馈控制这双方时的结果，同样地，最上段表示d轴电流值i
d*
和d轴电流id，从上起第二段表示q轴电流指令值i
q*
和q轴电流iq，从上起第三段表示电动机输出转矩，最下段表示磁阻转矩。
[0079]
此外，图8中的虚线表示现有方法所得到的电动机转矩的fft分析结果，细实线表示仅通过q轴电压前馈控制而得到的电动机转矩的fft分析结果，粗实线表示实施了q轴电压前馈控制和d轴电压前馈控制这双方时的电动机转矩的fft分析结果。
[0080]
从图4的0.6s开始q轴电压前馈控制(用vqfeedfoward来表示)，从0.8s开始d轴电压前馈控制(用vdfeedfoward来表示)。根据实验结果，通过q轴电压前馈控制，电气角6次的纹波电流流过q轴，由此能确认电动机输出转矩的纹波降低了76.3％(图9)。
[0081]
另一方面，通过进行q轴电压前馈控制，在d轴的干扰电压上出现流过q轴的纹波分量，激发了d轴电流纹波。d轴电流的纹波的相位比q轴电流纹波的相位延迟π/2，因此，作为磁阻纹波被激发的转矩纹波相对于磁体转矩纹波的相位延迟π/2，减少了q轴电压前馈的转矩纹波抑制效果。为了抑制q轴电压前馈控制所引起的电压干扰，对d轴电压进行d轴电压前馈控制以抵消纹波分量(从0.8s起)。
[0082]
通过实验可以确认，通过该d轴电压前馈控制，由q轴电压前馈控制放大后的纹波分量得到抑制。此外，由于轴干扰引起的磁阻转矩的纹波减少，可以确认电动机转矩的纹波也减少。此外，也能确认通过进行d轴电压前馈控制，与仅进行q轴电压前馈控制时相比，电气角6次的转矩纹波减低，与现有方法相比降低了83.1％(图9)。此外，对于电气角12次(2400hz)的纹波分量，由于不作为抑制控制的对象，因此不会因控制而发生变化。
[0083]
如上详细所述那样，通过实施可应用于利用无位置传感器矢量控制来驱动的电动机(ipmsm)的q轴电压前馈控制、d轴电压前馈控制，从而能抑制空间高次谐波所引起的电磁能量的振动，因此，能力图实现电磁噪声、电磁噪音的降低。
[0084]
此外，实施例中，前馈指令值运算部23使用式(3)来计算q轴电压前馈指令值v
qff*
，并利用减法部10从q轴电压指令值v
qref
中减去，但也可以设置使式(3)所计算出的q轴电压前馈指令值v
qff*
成为反相位的单元，或者，前馈指令值运算部23将式(3)的计算值设为反相位，并设置加法部来代替减法部10，通过将被设为该反相位后的值与q轴电压指令值v
qref
相加，从而将q轴电压前馈指令值v
qff*
从q轴电压指令值v
qref
中减去。
[0085]
该情况下，作为上述反相位的单元和上述加法部或前馈指令值运算部23的功能的一部分、以及上述加法部构成本发明中的减法部。与将d轴电压前馈指令值v
dff*
和d轴电压指令值v
dref
相加的控制相关的前馈指令值运算部23与加法部11之间的关系当然也是相同的(设置使d轴电压前馈指令值v
dff*
为反相位的单元和减法部，以代替加法部11)。
[0086]
此外，实施例中，对于电气角6次的空间高次谐波实施了q轴电压前馈控制和d轴电压前馈控制，但并不限于此(权利要求5、权利要求7的发明以外的发明)，或者，也可以在此基础上对电气角12次的空间高次谐波、6的倍数次的空间高次谐波实施。若对多个空间高次谐波实施，则能期待更好的效果。标号说明
[0087]
1 电动机控制装置2 逆变器电路3 控制部
4 直流电源6 电动机(ipmsm)10 减法部11 加法部15 电压指令运算部16 相电压指令运算部17 pwm信号生成部23 前馈指令值运算部。