一种基于电压比较器的低功耗轻重负载转换LDO电路

一种基于电压比较器的低功耗轻重负载转换ldo电路
技术领域
1.本发明涉及一种基于电压比较器的低功耗可轻重负载转换的稳压器，属于线性稳压器领域。


背景技术：

2.近年来，新一代植入性医疗电子设备逐渐取代传统便携式医疗器械成为全球医疗研发热点，相比于传统便携式医疗电子设备，植入式医疗在外型或使用上更为灵巧、方便，能够实时监测健康状况，甚至能预知疾病。植入式医疗电子设备只需将芯片植入体内，更为方便、快捷、准确性更高，而且可节约成本。由于植入式医疗电子设备应用场景大多数处于体内移植，其使用的安全性极大依靠供电电源芯片的高可靠性。
3.首先，植入式医疗电子设备的体积逐渐缩小，也对电源芯片面积提出了极大的挑战。传统的ldo的面积及抗干扰能力，已经逐渐无法适应当前植入式医疗设备的需求。在传统的ldo的设计中，为了保证ldo内部的环路稳定能力，常常需要在ldo芯片片外添加额外的负载电容，来抑制输出的过冲电压及稳定ldo环路。然而，额外的片外电容所占面积通常接近了ldo芯片自身的面积，无法满足当前植入式医疗设备对于微型化的需求。
4.其次，植入式医疗电子设备往往需要在人体内工作5-10年左右，电源芯片的低功耗及低输出压降便成为了至关重要的性能指标。低压差线性稳压芯片，即ldo(low dropout regulator)芯片，应用较为简单，可以在极低的功耗下，输出电子设备所需的工作电压，其良好的抗噪能力所带来的高可靠性，可以满足植入式医疗电子设备的需求。
5.最后要求其可以快速调节输出端负载变化以适应复杂多变的人体电压环境，所以需要该稳压器有着可切换轻重负载的能力，根据电流的大小改变使用的功率管，使得面对轻载时能够快速响应，面对重载时能够正常工作，这对于高性能医疗电子设备领域具有着极大的研究价值。
6.目前ldo的工作原理是：使用在其饱和区域内运行的晶体管或场效应管(fet)，从应用的输入电压中减去超额的电压，而产生经过调节的输出电压。所谓压降电压，是指稳压器将输出电压维持在其额定值上下100mv之内所需的输入电压与输出电压差额的最小值。正输出电压的ldo稳压器通常使用功率晶体管作为pnp。这种晶体管允许饱和，所以稳压器可以有一个非常低的压降电压，通常为200mv左右；与之相比，使用npn复合电源晶体管的传统线性稳压器的压降为2v左右。负输出ldo使用npn作为它的传递设备，其运行模式与正输出ldo的pnp设备类似。
7.但是已有的ldo芯片对于植入式医疗电子设备来说，有功耗过高导致无法实现低功耗及低输出压降和切换轻重负载的能力等问题。本发明能够克服现有技术的不足，进一步改善ldo芯片电路的结构和性能。


技术实现要素：

8.本发明设计是一种超低功耗的低压差稳压器，静态电流在几百纳安范围内，并且
在此基础上增加了负载检测功能，实现轻载与重载之间的转换，以达到快速响应的特性，使用1.8v电源电压，电路结构采用零输入轨到轨缓冲器，以及输出电压偏移和基于差分翻转电压跟随器用于驱动栅极。因此，具有正向的体效应调制机制，无需任何额外的放大器即可实现体效应偏置。除此之外，自适应偏置的误差放大器模块，实现了电流限制和在高负载和中等负载时对输出电流的线性控制。偏置电路的反馈信号是误差放大器的输出，而不是通过栅极的电压电路，从而将轻负载下的纳安级偏置与跟随器同时作用，以实现快速输出电流瞬变的作用。偏置电流通过负载跟踪模式，使输出稳定性的相位裕度在温度最小值和工艺偏差的情况下也可以稳定输出。本次ldo设计采用tsmc 180nm cmos工艺，仿真得到最小功率时的静态电流为700na，频率50khz的电源抑制比高达42.7db，并且实现最大负载10ma的带载能力。
9.本次低功耗快速响应ldo整体架构，如图1所示，主要由偏置电路、误差放大器、缓冲器、比较器、反相器以及传输门开关等模块组成，偏置电路为误差放大器及比较器提供稳定的偏置电压和偏置电流，误差放大器和缓冲器相连，缓冲器和功率管m
p
相接，并为m
p
提供稳定的栅极电压，从而形成负反馈，跟踪器为负反馈环路结构做补偿，调节ldo零极点位置，使环路相位裕度及增益裕度更加稳定。除此之外，缓冲器还与控制m
pp
重载时开启的传输门开关相连，通过传输门开关，控制m
pp
的开启和关断，而传输门的开关主要由电压比较器决定，电压比较器检测输出支路上的电流，当输出电流超过一定值，即负载由轻载转换为重载时，电压比较器通过新增的支路检测正端大于v
in
负端时，电压比较器输出高电平，即此工作状态下vh为高电平，v
l
为低电平，从而控制功率管m
pp
的传输门开关打开，m
pp
支路开始工作，减轻m
p
支路的负载，即实现从轻载到重载的转换。
10.图2主要是描述了本次ldo的整体工作顺序，即误差放大器先开始工作，并为缓冲器提供电压，缓冲器驱动功率管栅极进行工作，当负载超过设定的值时，轻载与重载转换电路开始工作。图3主要是各模块内部电路原理图，误差放大器由pmos和mnos管组成，pmos为m
3-m8，其中m3栅极与m4漏极相连，m4栅极与m4漏极相连，形成交叉耦合对，形成正反馈，为误差放大器提供高增益；m5栅极和漏极与m1漏极相连，m6栅极和漏极与m2的漏极相连，使得m5和m6控制m1和m2漏极电压的大小，而m1源极与m2源极相连，形成误差放大器的差分输入对结构，提供较大的跨导，放大交流小信号。图3右边部分，主要为m
11-m
17
构成，形成v
body
电压，mz漏极与cz上极板相连，并连在镜像功率管的栅极，进行补偿。图4主要是构成轻载与重载转换电路，m
24
漏极与m
25
源极相连，m
25
漏极与m
24
源极相连构成传输门开关结构；m
28
漏极与r1下端相连，r1上端与m
27
漏极相连，搭建成检查负载电流结构，并为电压比较器正端提供电压与负端v
in
进行比较，从而为反相器v
l
和vh提供电压，反相器由m
29-m
32
组成，m
29
栅极与m
30
栅极相连，m
29
漏极与m
30
漏极相连，m
31
栅极与m
32
栅极相连，m
31
漏极与m
32
漏极相连，m
29
和m
30
漏极与m
31
和m
32
栅极相连，实现高低电平的转换，进而控制传输门开关。图4左边，主要构成栅极电流调节，c
l
和i
load
分别为负载电容与负载电流，m
19-m
31
构成电流发生器；m
19
栅极与m
18
栅极相连，形成电流镜而镜像m
18
的电流，进一步提供i
b1
和i
b2
，并且功率管m
p
漏极与r0上端相连，r0下端与m
18
漏极相连形成输出支路，提供稳定的输出电压。
11.主要模块是轨到轨ea、单位增益缓冲器和栅极负载电流调节发生器。本设计与其他设计不同的是，辅助放大器a2不需要复杂的设计，只需达到基本的功能即可，偏置发生器lcg设置的偏置电流最小值与其m
p
最小的漏电流相对应。这种控制模式的偏置技术在达到
正常负载功能时可以强制最小化ldo静态电流。误差放大器的偏置整流电路的大小取决于负载电流i
load
的大小，使用误差放大器的输出控制栅极电压v
gate
的大小，以调节稳定电流的能力。
12.与现有技术相比较，本方案设计的优点在于改进了自适应偏置发生器的瞬态响应，避免缓冲延迟的不利影响，由于缓冲器的偏置电压很小到几乎没有，所以负载相关的偏置控制的精度也不会受到影响。负载电流的大小会调节m
p
的跨导和输出阻抗，因此在很宽的负载电流范围内的实现了足够的环路稳定性的相位裕度是一个极具有挑战性的任务。为此，芯片外部电容c
l
与内部m
p
管的源漏电阻组合使用，实现了零极点调节，可以提升环路稳定性，因此可以达到足够的稳定性裕度设计空间。
附图说明
13.图1是本发明的电路模块图。
14.图2是本发明的电路结构框图。
15.图3与图4是本发明的电路原理结构框图。
具体实施方式
16.以下结合附图和实施例对本发明进行详细说明。
17.如图1所示，ldo设计原理图以pmos作为功率管从而达到更低的压差，这要求输出电压必须设置为比参考电压更高的值，而ldo输出电压可以通过电阻分压器得到。由于电阻通路需要设计最小的电流，所以需要统一成一致的反馈系数。图1中的主要模块是轨到轨ea、单位增益缓冲器和栅极负载电流调节发生器。本设计与其他的设计不同的是，如图1所示，辅助放大器a2不需要复杂的设计，只需达到基本的功能即可，偏置发生器lcg设置的偏置电流最小值与其m
p
最小的漏电流相对应。这种控制模式的偏置技术在达到正常负载功能时可以强制最小化ldo静态电流。如图1所示的ldo的框架示意图，误差放大器的偏置整流电路的大小取决于负载电流i
load
的大小，使用误差放大器的输出控制栅极电压v
gate
的大小，以调节稳定电流的能力。
18.本次设计的内部原理图实现方式，如图2所示，误差放大器由m1–m10
组成，由于误差放大器的增益会影响ldo的psr和输出电压静态误差。因此，为了达到更优的性能，在电源和负载电流允许的范围内，误差放大器的设计必须有足够的直流增益和带宽，放大器的输出级m8–m10
通过轨到轨互补的方式来实现源极跟随，交叉耦合的pmos负载m3和m4实现正反馈模式，在不影响正常输出范围内提高了直流增益，并且偏置电流的实现都是通过外部提供的参考电流镜产生的。如图2所示，关于内部原理图，主要由如下四个部分组成；
19.1.自偏置缓冲器：主要功能是实现电压偏移，低于1.8v的电源电压下正常工作时，该缓冲器也需要实现轨到轨模式否则误差放大器的轨到轨输出范围将不能得到充分利用。此电路由m
11-m
17
组成，这个电路是基于输入m
13
，m
15
和m
17
通过在m
15
和m
16
的很低源极输出电阻时与m
17
实现负反馈，并借助于输出支路m
14
和m
16
，以增加输出电阻为代价获得一个几乎为零的电压。如之前所述，较高负载的rob不会影响相位裕度，因为rob在高输出电流时会减小，这个特性就是通过自偏置缓冲器来实现的，其中通过m
11
设置缓冲器的偏置电流，不过在轻负载条件下工作时的缓冲器的带宽极其有限，因此，由v
gate
用于控制栅极从低到高的相关
延迟，实现负载瞬态响应。使用误差放大器的输出电压v
ea
驱动m
11
，可以解决ldo的阶跃响应，在负载或电源瞬变时，都能达到稳定的输出和快速恢复。该缓冲器相对于其他缓冲器的相关优势在于：衬底偏置的产生无需多余的放大器电路，这一优点，在静态功耗方面也是作用极大。
20.2.偏置电流发生器：为了实现几百纳安的静态电流。误差放大器根据负载电流自适应偏置，在很宽的范围内保持恒定的电压增益和偏置电流。此外，放大器偏置发生很大变化会导致直流和交流系统的参数退化，输入端的参考电流可能引起反冲噪声，为了解决这一问题，使用m
29
的漏极电流作为偏置电路的输入，它以比例系数n来镜像负载电流。这一点也与传统的自适应偏置电路不同，m
29
镜像负载电流的调节输出能力，很大程度上改善了从低到高负载电流阶跃的情况下瞬态响应。此外，与负载相关的偏置电流也在此受到限制，从而在高负载条件下依然可以保持较高psr。为了解决输入参考端的反冲噪声并提高在高到低负载变化的瞬态响应，增加由r0和c
l
组成的低通滤波器，该模块电路的作用是在负载电流快速增加的情况下，低通滤波器会限制误差放大器的偏置电路的压摆率。因此，m1和m2的源极电压共享m5的漏极电压。不过，此解决方案值得注意的是，在上述过滤器存在的情况下，由于ea输出驱动的自偏置电路比传统解决方案有更好的瞬态性能，所以rc时间常数远小于缓冲器的等效时间常数。在没有滤波结构之前，当负载从高到低的过渡情况下，偏置电流因为需要快速自适应的循环作用会突然减小。由于滤波器的存在，这里避免了这一瞬态响应，因此，ldo在较高的偏置电流的情况下依然保持稳定的输出。
21.3.负载电流跟随发生器：由于此ldo电路没有电阻分压器作为反馈，电路需要一个偏置电路用于提供反馈电压。事实上，如果总负载电流低于能够自我调节最小偏差时m
p
对应漏电流，ldo反馈回路将不能够控制输出电压。由于漏电流，在工艺和温度上表现出巨大的变化空间，在典型条件下将负载电流设置为最大漏电流会大大恶化整体静态电流。这个设计问题将通过电流跟踪偏置解决，如图所示在图二中m
19-m
23
，m
19
连接到ldo输出，该电路实现了低功耗辅助缓冲器m
21
–m23
在没有自偏置功能和驱动能力将降低m
20
镜像能力。恒定的偏置电流(即i
b1
和i
b2
)对应于m
p
的最小漏电流，而m
20
的漏电流是通过m
21
镜像得到的。最后，晶体管m
18
–m20
镜像到输出，产生负载电流i
low
，因此，用最小的偏置电流，从而达到最小总静态电流。
22.4.轻载与重载转换电路：本模块电路的由电压比较器，开关电路及反相器电路组成，具体原理为，比较器用于检测负载电流的大小，当负载电流超过一定值，即从轻载转为重载时，比较器正端将大于负端，输出高电平，并由反相器延时后控制开关管的开启，从而打开与m
p
并联的管子m
pp
，将一部分负载电流转化到m
pp
负载管电路上，从而可以减轻m
p
的负担，也能加快负载响应速度，实现更大的带载能力。