功率转换器的制作方法

1.本发明涉及一种功率转换器和一种功率转换方法。本发明尤其涉及ac/dc功率转换器的电路拓扑领域，以及汽车车载充电器(on-board charger，obc)和其它应用中使用的单相功率因数校正(power factor correction，pfc)整流器。具体地，本发明涉及一种五电平混合pfc整流器。


背景技术：

2.某些应用，例如汽车车载充电器(on-board charger，obc)，需要使用结构紧凑的轻量型功率转换器。磁组件被视为高效、紧凑型电力电子电路的瓶颈，其占用50％的体积和损耗。需要缩小单相功率因数校正(power factor correction，pfc)整流器中此类组件的体积。
3.对于ac/dc级，缩小磁组件体积最常见的方法是提高开关频率。但是，提高开关频率会增加传导损耗和磁芯损耗，并增加emc滤波器的工作，尤其是在开关频率高于150khz的情况下。测定开关频率下预期标准emc滤波器的尺寸后发现，150khz开关频率下存在不连续性，主要排放标准对此频率提出了相关要求。因此，需要将开关频率增加至400khz以上，以便实现与150khz频率相比在尺寸方面的一些益处。


技术实现要素：

4.本发明的目的在于提供一种用于ac/dc功率转换器的电路，尤其是一种用于单相功率因数校正(power factor correction，pfc)整流器的电路而不存在上述缺点。
5.具体地，本发明的目的在于提供一种结构紧凑的轻量型功率转换器。
6.通过独立权利要求的特征来实现上述目标。其它实现方式在从属权利要求、说明书和附图中显而易见。
7.本发明的基本理念是在常见的三电平pfc整流器中添加两条换向路径。如图1和图2所示，添加这两条换向路径后可形成一种新型的五电平pfc整流器。为了实现上述换向路径，需要采用附加开关电路，所述开关电路包括二极管d9和d
11
以及开关s
10
和s
12
。之后，将该附加开关电路连接至第二dc链路电容器c2。根据正弦波的相位角，所述转换器从可用dc链路中选择与所需输出电压电平最匹配的一条链路。
8.如图1和图2所示，本发明描述了一种将配备多个回流二极管的无桥双升压pfc整流器与连接至第二dc链路电容器c2的附加开关电路关联的新型拓扑技术，从而形成一种新型的五电平pfc整流器。电压v
c2
可取0至v
dc
之间的任意值。v
c2
值越大，流向c2的电能越多。如果v
c2
大于或等于峰值ac电压，则所有电能全部传输至c2。当v
c2
等于v
dc
的一半时，通过ac扼流圈的平均纹波电流最低，因此所需电感也最低。
9.除降低所需的ac滤波器电感之外，与两电平或三电平电路相比，五电平拓扑结构的主要优点在于：半导体上的电应力更低，损耗更好地分布在多个组件上，所需emc工作更少。
10.另一方面，多电平电路具有更多组件。但是，这并不意味着需要更大的半导体芯片面积，所述面积与损耗量相关。当然，也可以适当地结合开关频率的提高来优化这些成果。
11.这种拓扑结构改进是一种用于缩小磁组件体积的最佳方式，而不必担心因使用非常高的开关频率而增加损耗。
12.为详细描述本发明，将使用以下术语、缩写和符号：
[0013][0014]
本发明描述了功率转换器。功率转换器也称为电力电子转换器，用于将电能从一种形式转换为另一种形式，例如在ac和dc或dc和dc转换之间(例如，在高压或中压dc与低压dc之间)转换。功率转换器还可以改变电压或频率或二者的某些组合。电力电子转换器基于电力电子开关，所述电力电子开关可以通过应用on/off逻辑(即，pwm操作，通常由闭环控制算法控制)进行主动控制。
[0015]
本发明描述了功率因数校正(power factor correction，pfc)和pfc整流器。功率因数校正对离线电源的输入电流进行整形，以最大限度地提高电源的可用有效功率。理想情况下，电器应提供模拟纯电阻的负载，在这种情况下，设备吸收的无功功率为零。在这种情况下，本身不存在输入电流谐波，即所述电流全部转换为输入电压(通常为正弦波)，并且与所述输入电压完全同相。在此情况下，从电源中吸收的电流至少应满足开展所需工作的有效功率需求，这不仅将与配电相关的损失和成本降至最低，而且还将与发电和该过程所涉及设备相关的损失和成本降至最低。功率因数校正被定义为有效功率和视在功率的比值，其中，有效功率为一个周期内瞬时电流和瞬时电压的乘积的平均值，视在功率为电流的均方根值与电压的均方根值的乘积。如果电流和电压均为正弦且同相，则功率因数为1.0。如果电流和电压均为正弦但不同相，则功率因数为相位角的余弦值。
[0016]
本发明描述了飞轮二极管。飞轮二极管(也称为续流二极管)是连接到电感器上的二极管，用于消除续流。续流是指当电感负载的电源电流突然降低或中断时电感负载上突然出现的电压峰值。飞轮二极管可在开关电源和逆变器以及由开关控制的电感负载的电路中使用。这种二极管具有多个其它名称，例如缓冲二极管、整流二极管、抑制二极管、钳位二极管或环流二极管。
[0017]
本发明描述了换向路径。通常，换向路径(或换流单元)包括至少两个开关器件，最基本的换向路径仅由一个开关和一个二极管组成。根据开关的状态，定义导通状态和关断状态。通过控制该开关的通断时间(工作周期)，可以调节电压和/或电流。
[0018]
根据第一方面，本发明涉及一种功率转换器，包括：交流(alternate current，ac)端子，用于提供输入相电压；第一直流(direct current，dc)端子，用于以第三dc端子为参考提供第一dc电压；第二dc端子，用于以所述第三dc端子为参考提供第二dc电压；第一换向路径，位于所述ac端子和所述第二dc端子之间，所述第一换向路径用于第一导通状态和第
一关断状态，其中，所述第一换向路径在所述输入相电压的正半周期内激活，并且用于在以下两者之间进行切换：在所述第一导通状态下，将所述ac端子提供的电能存储在第一储能器中；在所述第一关断状态下，将所述存储的电能传输至所述第二dc端子；第二换向路径，位于所述ac端子和所述第一dc端子之间，所述第二换向路径用于第二导通状态和第二关断状态，其中，所述第二换向路径在所述输入相电压的正半周期内激活，并且用于在以下两者之间进行切换：在所述第二导通状态下，将所述ac端子提供的电能存储在所述第一储能器中，同时将电能传输至所述第二dc端子；在所述第二关断状态下，将所述存储的电能传输至所述第一dc端子；第三换向路径，位于所述ac端子和所述第二dc端子之间，所述第三换向路径用于第三导通状态和第三关断状态，其中，所述第三换向路径在所述输入相电压的负半周期内激活，并且用于在以下两者之间进行切换：在所述第三导通状态下，将所述ac端子提供的电能存储在第二储能器中；在所述第三关断状态下，将所述存储的电能传输至所述第二dc端子；第四换向路径，位于所述ac端子和所述第一dc端子之间，所述第四换向路径位用于第四导通状态和第四关断状态，其中，所述第四换向路径在所述输入相电压的负半周期内激活，并且用于在以下两者之间进行切换：在所述第四导通状态下，将所述ac端子提供的电能存储在所述第二储能器中，同时将电能传输至所述第二dc端子；在所述第四关断状态下，将所述存储的电能传输至所述第一dc端子。
[0019]
所述第一导通状态和所述第一关断状态是所述第一换向路径的状态，即所述第一换向路径的开关处于激活(导通状态)或未激活(关断状态)状态。这同样分别适用于所述第二导通状态和所述第二关断状态、所述第三导通状态和所述第三关断状态、所述第四导通状态和关断状态：所述第二导通状态和所述第二关断状态是第二换向路径的状态；所述第三导通状态和所述第三关断状态是所述第三换向路径的状态；所述第四导通状态和所述第四关断状态是第四换向路径的状态。
[0020]
所述功率转换器可用于ac和dc之间的功率转换。具体而言，所述功率转换器可以包括功率因数校正整流器，所述功率因数校正整流器用于将ac功率整流为具有本发明所述功率因数校正功能的dc功率。具体而言，所述功率转换器可以包括五电平混合pfc正整流器，用于根据本发明所述的五个电压电平将ac功率整流为dc功率。
[0021]
此类功率转换器的体积和重量有所减小。所述功率转换器可以用作单相pfc整流器。所述功率转换器可采用具有较小重量的磁组件来实现，而无需增加开关频率。所述功率转换器是一种重量轻、体积小的紧凑型设备。
[0022]
这种新型五电平pfc整流器电路的附加换向路径能够降低所述磁组件承载的电压，从而降低其尺寸和重量。所述附加换向路径可连接至第二dc链路电容器c2。根据正弦波的相位角，所述转换器从可用dc链路中选择与所需输出电压电平最匹配的一条链路。
[0023]
在所述功率转换器的一种示例性实现方式中，所述第一dc端子和所述第二dc端子通过相应的电容器耦合至所述第三dc端子。
[0024]
这具有以下优点：可以实现通过公共接地dc链路电容器实现的所述功率转换器的第一配置。采用该配置时，可使用公共接地来简化电路设计。
[0025]
在所述功率转换器的一种示例性实现方式中，所述第一dc端子通过第一电容器耦合至所述第二dc端子，所述第二dc端子通过第二电容器耦合至所述第三dc端子。
[0026]
这具有以下优点：可以实现通过分离式dc链路电容器实现的所述功率转换器的第
二配置。采用该配置时，不同电位下的两个不同电容器可作为备选电路设计来实现。
[0027]
在所述功率转换器的一种示例性实现方式中，所述功率转换器根据所述输入相电压和所述第二dc电压用于第一运行模式或第二运行模式。
[0028]
这具有以下优点：分离为两种运行模式能够降低储能元件上的电压。因此，可以减小承载相应功率所需的所述储能元件的磁组件的尺寸，从而减小所述功率转换器的总重量和体积。
[0029]
在所述功率转换器的一种示例性实现方式中，在所述第一运行模式下，所述输入相电压小于或等于所述第二dc电压；在所述第二运行模式下，所述输入相电压大于所述第二dc电压。
[0030]
由于所述输入相电压可能为正电压或负电压，因此，所述输入相电压小于或等于所述第二dc电压是指在这种情况下，所述输入相电压的绝对值小于或等于所述第二dc电压。这同样适用于相反的情况：所述输入相电压大于或等于所述第二dc电压是指在这种情况下，所述输入相电压的绝对值大于或等于所述第二dc电压。
[0031]
所述功率转换器在所述第一运行模式或所述第二运行模式下运行，具体取决于所述输入相电压和所述第二dc电压的绝对值。因此，在这两种运行模式下运行所述功率转换器，可降低所述储能元件承载的功率，从而减小此类元件的尺寸和重量。
[0032]
在所述功率转换器的一种示例性实现方式中，所述功率转换器包括：开关电路，包括设置在第一内部节点和所述第二dc端子之间的二极管d9和开关s10的串联连接；开关s2，设置在所述第一内部节点和所述第三dc端子之间；二极管d6，设置在所述第三dc端子和第四内部节点之间，所述二极管d6形成所述第一换向路径的所述第一导通状态和所述第一关断状态下的返回路径；其中，在所述第一运行模式下，所述第一换向路径在所述输入相电压的正半周期内激活；所述第一运行模式下，所述开关电路的所述开关s10被配置为永久闭合状态；所述第一换向路径的所述第一导通状态下，所述开关s2被配置为闭合状态，以将所述ac端子提供的电能存储在所述第一储能器中；在所述第一换向路径的所述第一关断状态下，所述开关s2被配置为断开状态，以通过飞轮路径将所述存储的电能传输至所述第二dc端子；所述飞轮路径由所述开关电路的所述二极管d9和所述开关s10的串联连接组成。
[0033]
通过采用所述功率转换器的这种配置，可以在切换期间将电能存储和电能传输级纳入所述输入相电压的正半周期。当所述输入相电压的绝对值小于或等于所述第二dc电压，采用该配置。对于因本发明中所述附加换向路径而基于五电平拓扑结构运行的此类功率转换器，所述第一储能器上的电压可保持在预定义电压范围内，所述预定义电压范围小于为三电平拓扑功率转换器指定的电压范围。
[0034]
在所述功率转换器的一种示例性实现方式中，所述功率转换器还包括：飞轮二极管d1，设置在所述第一内部节点和所述第一dc端子之间；其中，在所述第二运行模式下，所述第二换向路径在所述输入相电压的正半周期内激活；在所述第二运行模式下，所述开关s2被配置为永久断开状态；在所述第二换向路径的所述第二导通状态下，所述开关s10被配置为闭合状态，以将所述ac端子提供的电能存储在所述第一储能器中，并将电能传输至所述第二dc端子；在所述第二换向路径的所述第二关断状态下，所述开关s10被配置为断开状态，以通过所述飞轮二极管d1和所述二极管d6将所述存储的电能传输至所述第一dc端子；所述二极管d6形成所述第二换向路径的所述第二导通状态和所述第二关断状态的返回路
径。
[0035]
所述飞轮二极管d1(也称为续流二极管)是连接到电感器(所述第一储能器或l1)上的二极管，用于消除续流。续流是指当电感负载的电源电流突然降低或中断时电感负载上突然出现的电压峰值。所述飞轮二极管d1可在开关电源和逆变器以及由开关控制的电感负载的电路(例如，所公开的功率转换器)中使用。
[0036]
所述功率转换器的这种配置具有以下优点：可以在切换期间将电能存储级和电能传输级纳入所述输入相电压的正半周期。当所述输入相电压的绝对值大于所述第二dc电压，采用该配置。如上所述，对于因本发明中所述附加换向路径而基于五电平拓扑结构运行的此类功率转换器，即使在大于所述第二dc电压的输入相电压下运行时，所述第一储能器上的电压也可保持在预定义电压范围内。这样可缩小所述第一储能器的磁组件的尺寸，从而减小整个功率转换器的尺寸和重量。
[0037]
在所述功率转换器的一种示例性实现方式中，所述功率转换器包括：开关s4，设置在所述第三dc端子和第二内部节点之间；开关电路，包括位于所述第二内部节点和所述第二dc端子之间的二极管d11和开关s12的串联连接；二极管d8，设置在所述第三dc端子和第三内部节点之间，所述二极管d8形成所述第三换向路径的所述第三导通状态和所述第三关断状态下的返回路径；其中，在所述第一运行模式下，所述第三换向路径在所述输入相电压的负半周期内激活；在所述第一运行模式下，所述开关电路的所述开关s12被配置为永久闭合状态；在所述第三换向路径的所述第三导通状态下，所述开关s4被配置为闭合状态，以将所述ac端子提供的电能存储在所述第二储能器中；在所述第三换向路径的所述第三关断状态下，所述开关s4被配置为断开状态，以通过飞轮路径将所述存储的电能传输至所述第二dc端子；所述飞轮路径由所述开关电路的所述二极管d11和所述开关s12的串联连接组成。
[0038]
所述功率转换器的这种配置具有以下优点：可以在切换期间将电能存储级和电能传输级纳入所述输入相电压的负半周期。当所述输入相电压的绝对值小于或等于所述第二dc电压，采用该配置。如上所述，对于因本发明中所述附加换向路径(所述第三换向路径和所述第四换向路径)而基于五电平拓扑结构运行的此类功率转换器，所述第二储能器上的电压也可保持在预定义电压范围内。这样可缩小所述第二储能器的磁组件的尺寸，从而减小整个功率转换器的尺寸和重量。
[0039]
在所述功率转换器的一种示例性实现方式中，所述功率转换器包括：飞轮二极管d3，设置在所述第二内部节点和所述第一dc端子之间；其中，在所述第二运行模式下，所述第四换向路径在所述输入相电压的负半周期内激活；在所述第二运行模式下，所述开关s4被配置为永久断开状态；在所述第四换向路径的所述第四导通状态下，所述开关s12被配置为闭合状态，以将所述ac端子提供的电能存储在所述第二储能器中，并将电能传输至所述第二dc端子；在所述第四换向路径的所述第四关断状态下，所述开关s12被配置为断开状态，以通过所述飞轮二极管d3将所述存储的电能传输至所述第一dc端子；所述二极管d8形成所述第四换向路径的所述第四导通状态和所述第四关断状态的返回路径。
[0040]
所述飞轮二极管d3(也称为续流二极管)是连接到电感器(所述第二储能器或l2)上的二极管，用于消除续流。续流是指当电感负载的电源电流突然降低或中断时电感负载上突然出现的电压峰值。所述飞轮二极管d3可在开关电源和逆变器以及由开关控制的电感负载的电路(例如，所公开的功率转换器)中使用。
[0041]
所述功率转换器的这种配置具有以下优点：可以在切换期间将电能存储级和电能传输级纳入所述输入相电压的负半周期。当所述输入相电压的绝对值大于所述第二dc电压，采用该配置。如上所述，对于因本发明中所述附加换向路径(所述第三换向路径和所述第四换向路径)而基于五电平拓扑结构运行的此类功率转换器，所述第二储能器上的电压也可保持在预定义电压范围内。这样可缩小所述第二储能器的磁组件的尺寸，从而减小整个功率转换器的尺寸和重量。
[0042]
在所述功率转换器的一种示例性实现方式中，所述功率转换器包括开关电路，所述开关电路包括二极管d9和开关s10的串联连接，用于在所述输入相电压的正半周期内进行切换；所述开关电路包括二极管d11和开关s12的串联连接，用于在所述输入相电压的负半周期内进行切换。
[0043]
可以根据所述开关电路的不同配置有利地设计所述功率转换器。所述开关电路可有利地用于将所述附加换向路径连接到所述第二dc端子，从而提供具有上述优点的五电平功率转换器拓扑。
[0044]
此类第一配置的优点在于：所有换向路径都具有独立开关路径。
[0045]
在所述功率转换器的一种示例性实现方式中，所述功率转换器包括开关电路，所述开关电路包括二极管d9和开关s10的串联连接，用于在所述输入相电压的正半周期内进行切换；所述开关电路包括二极管d11和所述开关s10的串联连接，用于在所述输入相电压的负半周期内进行切换。
[0046]
由于单个开关s10和两个附加二极管足以实现所述开关电路的功能，因此所述开关电路的此类第二配置的优点在于：可减少电子元件的数量。
[0047]
在所述功率转换器的一种示例性实现方式中，所述功率转换器包括开关电路，所述开关电路包括开关s9和二极管d10的串联连接，用于在所述输入相电压的正半周期内进行切换；所述开关电路包括开关s11和二极管d12的串联连接，用于在所述输入相电压的负半周期内进行切换。
[0048]
所述开关电路的此类第三配置为所述第一配置提供备选方案。这具有以下优点：所有换向路径都具有独立开关路径。
[0049]
在所述功率转换器的一种示例性实现方式中，所述功率转换器包括开关电路，所述开关电路包括开关s9和开关s10的串联连接，用于在所述输入相电压的正半周期内进行切换；所述开关电路包括开关s11和开关s12的串联连接，用于在所述输入相电压的负半周期内进行切换。
[0050]
下面将结合图3d描述所述开关电路的第四配置。
[0051]
所述开关电路的此类第四配置为所述第一配置提供备选方案。这具有以下优点：能够通过同步整流降低所述二极管产生的传导损耗。
[0052]
所述开关(s2、s4、s9、s10、s11或s12)中的任何一个可以包括晶体管、氮化镓高电子迁移率晶体管(high-electron mobility gallium-nitride transistor，gan-hemt)、金属氧化物半导体场效应晶体管(metal
–
oxide
–
semiconductor field-effect transistor，mosfet)或绝缘栅极双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor，igbt)。
[0053]
在所述功率转换器的一种示例性实现方式中，所述第一储能器包括第一电感器；所述第二储能器包括第二电感器。
[0054]
这具有以下优点：可以通过使用可用于不同标称电流和功率的电感器轻松实现所述储能器。
[0055]
在所述功率转换器的一种示例性实现方式中，所述第一电感器和所述第二电感器是通过磁耦合器耦合的耦合电感器。
[0056]
这具有以下优点：所述电感器的耦合可提高其利用率并减小其尺寸。
[0057]
根据第二方面，本发明涉及一种用于配置功率转换器的方法，其中，所述功率转换器包括：交流(alternate current，ac)端子，用于提供输入相电压；第一直流(direct current，dc)端子，用于以第三dc端子为参考提供第一dc电压；第二dc端子，用于以所述第三dc端子为参考提供第二dc电压；第一换向路径，位于所述ac端子和所述第二dc端子之间；第二换向路径，位于所述ac端子和所述第一dc端子之间；第三换向路径，位于所述ac端子和所述第二dc端子之间；第四换向路径，位于所述ac端子和所述第一dc端子之间；其中，所述方法包括：配置用于第一导通状态和第一关断状态的所述第一换向路径，所述第一换向路径在所述输入相电压的正半周期内激活；配置所述第一换向路径，以在以下两者之间进行切换：在所述第一导通状态下，将所述ac端子提供的电能存储在第一储能器中；在所述第一关断状态下，将所述存储的电能传输至所述第二dc端子；配置用于第二导通状态和第二关断状态的所述第二换向路径，所述第二换向路径在所述输入相电压的正半周期内激活；配置所述第二换向路径，以在以下两者之间进行切换：在所述第二导通状态下，将所述ac端子提供的电能存储在所述第一储能器中，同时将电能传输至所述第二dc端子；在所述第二关断状态下，将所述存储的电能传输至所述第一dc端子；配置用于第三导通状态和第三关断状态的所述第三换向路径，所述第三换向路径在所述输入相电压的负半周期内激活；配置所述第三换向路径，以在以下两者之间进行切换：在所述第三导通状态下，将所述ac端子提供的电能存储在第二储能器中；在所述第三关断状态下，将所述存储的电能传输至所述第二dc端子；配置用于第四导通状态和第四关断状态的所述第四换向路径，所述第四换向路径在所述输入相电压的负半周期内激活；
[0058]
配置所述第四换向路径，以在以下两者之间进行切换：在所述第四导通状态下，将所述ac端子提供的电能存储在所述第二储能器中，同时将电能传输至所述第二dc端子；在所述第四关断状态下，将所述存储的电能传输至所述第一dc端子。
[0059]
这种方法可用于配置具有更小体积和重量的功率转换器。所述方法可配置用作单相pfc整流器的功率转换器。所述功率转换器可采用具有更小小重量的磁组件来实现，而无需增加开关频率。
[0060]
所述方法可配置具有附加换向路径的功率转换器，所述换向路径能够降低所述功率转换器的磁组件携带的电压。所述方法可有利地将所述功率转换器的附加换向路径连接至第二dc链路电容器c2。根据正弦波的相位角，所述方法可配置所述功率转换器，以从可用dc链路中选择与所需输出电压电平最匹配的一条链路。
[0061]
根据第三方面，本发明涉及一种用于运行功率转换器的方法，其中，所述功率转换器包括：交流(alternate current，ac)端子，用于提供输入相电压；第一直流(direct current，dc)端子，用于以第三dc端子为参考提供第一dc电压；第二dc端子，用于以所述第三dc端子为参考提供第二dc电压；第一换向路径，位于所述ac端子和所述第二dc端子之间，所述第一换向路径用于第一导通状态和第一关断状态；第二换向路径，位于所述ac端子和
所述第一dc端子之间，所述第二换向路径用于第二导通状态和第二关断状态；第三换向路径，位于所述ac端子和所述第二dc端子之间，所述第三换向路径用于第三导通状态和第三关断状态；第四换向路径，位于所述ac端子和所述第一dc端子之间，所述第四换向路径用于第四导通状态和第四关断状态；其中，所述方法包括：在所述输入相电压的正半周期内，激活所述第一换向路径；所述第一换向路径在以下两者之间进行切换：在所述第一导通状态下，将所述ac端子提供的电能存储在第一储能器中；在所述第一关断状态下，将所述存储的电能传输至所述第二dc端子；在所述输入相电压的正半周期内，激活所述第二换向路径；所述第二换向路径在以下两者之间进行切换：在所述第二导通状态下，将所述ac端子提供的电能存储在所述第一储能器中，同时将电能传输至所述第二dc端子；在所述第二关断状态下，将所述存储的电能传输至所述第一dc端子；在所述输入相电压的负半周期内，激活所述第三换向路径；所述第三换向路径在以下两者之间进行切换：在所述第三导通状态下，将所述ac端子提供的电能存储在第二储能器中；在所述第三关断状态下，将所述存储的电能传输至所述第二dc端子；在所述输入相电压的负半周期内，激活所述第四换向路径；所述第四换向路径在以下两者之间进行切换：在所述第四导通状态下，将所述ac端子提供的电能存储在所述第二储能器中，同时将电能传输至所述第二dc端子；在所述第四关断状态下，将所述存储的电能传输至所述第一dc端子。
[0062]
这种方法可用于配置具有更小体积和重量的功率转换器。所述方法可配置用作单相pfc整流器的功率转换器。所述功率转换器可采用具有较小重量的磁组件来实现，而无需增加开关频率。
[0063]
所述方法可有利地运行具有附加换向路径的功率转换器，所述换向路径能够降低所述功率转换器的磁组件携带的电压。所述方法可有利地将所述功率转换器的附加换向路径连接至第二dc链路电容器c2。根据正弦波的相位角，所述方法可以运行所述功率转换器，以从可用dc链路中选择与所需输出电压电平最匹配的一条链路。
[0064]
根据第四方面，本发明涉及一种计算机程序产品，包括计算机可执行代码或计算机可执行指令，当执行所述计算机可执行代码或所述计算机可执行指令时，使得至少一台计算机执行根据上述第二方面或第三方面所述的方法。
[0065]
所述计算机程序产品可以在控制器或处理器上运行，用于控制上述功率转换器。
[0066]
根据第五方面，本发明涉及一种存储指令的计算机可读介质，当所述指令由计算机执行时，使得所述计算机执行根据上述第二方面或第三方面所述的方法。此类计算机可读介质可以是非瞬时性可读存储介质。存储在所述计算机可读介质上的所述指令可以由控制器或处理器执行。
附图说明
[0067]
本发明的其它实施例将结合以下附图进行描述。
[0068]
图1a示出了本发明提供的采用第一dc链路配置的示例性功率转换器200的电路图；
[0069]
图1b示出了本发明提供的采用第二dc链路配置的示例性功率转换器100的电路图；
[0070]
图1c示出了在输入相电压的正半周期内处于第一运行模式的功率转换器200的电
路图；
[0071]
图1d示出了在输入相电压的正半周期内处于第二运行模式的功率转换器200的电路图；
[0072]
图1e示出了在输入相电压的负半周期内处于第一运行模式的功率转换器200的电路图；
[0073]
图1f示出了在输入相电压的负半周期内处于第二运行模式的功率转换器200的电路图；
[0074]
图1g示出了本发明提供的功率转换器200的主要波形的不同示例性时间图(201、202、203、204、205、206、207)；
[0075]
图1h示出了实现用于控制本发明提供的功率转换器200的示例性同相层叠脉冲宽度调制300的框图；
[0076]
图1i示出了本发明提供的功率转换器200的开关s2和开关s10的示例性占空比行为的性能图；
[0077]
图2a示出了本发明提供的具有耦合电感器的功率转换器200的电路图；
[0078]
图2b示出了本发明提供的具有耦合电感器的功率转换器100的电路图；
[0079]
图3a示出了本发明提供的功率转换器(100、200)的开关电路105a的第一示例的电路图；
[0080]
图3b示出了本发明提供的功率转换器(100、200)的开关电路105b的第二示例的电路图；
[0081]
图3c示出了本发明提供的功率转换器(100、200)的开关电路105c的第三示例的电路图；
[0082]
图3d示出了本发明提供的功率转换器(100、200)的开关电路105d的第四示例的电路图；
[0083]
图4a示出了三电平功率转换器和本发明提供的五电平功率转换器(100、200)的电压转换原理的两个电压图(401、402)；
[0084]
图4b示出了基于三电平转换拓扑结构的功率转换器以及基于本发明提供的五电平功率转换拓扑结构的功率转换器(100、200)的归一化纹波电流(501、502)的行为的性能图；
[0085]
图5示出了具有不同电压电平的拓扑结构所需的电感(501、502和503)的图；
[0086]
图6示出了本发明提供的用于配置功率转换器的方法600的示意图；
[0087]
图7示出了本发明提供的用于运行功率转换器的方法700的示意图。
具体实施方式
[0088]
在以下详细描述中，参考构成本说明书一部分的附图，其中通过图示示出可以实施的本发明的特定方面。可以理解的是，在不脱离本发明范围的情况下，可以利用其它方面，并可以做出结构上或逻辑上的改变。因此，以下详细描述不作为限制意义，并且本发明的范围由所附权利要求限定。
[0089]
可以理解的是，与所描述的方法有关的注释对于与用于执行方法对应的设备或系统也同样适用，反之亦然。例如，如果描述了特定的方法步骤，则对应的设备可以包括执行
所描述的方法步骤的单元，即使在附图中没有明确描述或示出这样的单元。此外，应理解，除非另外明确说明，否则本文中描述的各种示例性方面的特征可以相互组合。
[0090]
图1a示出了本发明提供的采用第一dc链路配置的示例性功率转换器200的电路图。
[0091]
所述功率转换器200包括：交流(alternate current，ac)端子101，用于提供对应于图1a所示ac电网电压的输入相电压vi(t)。所述功率转换器200包括：第一直流(direct current，dc)端子102，用于以第三dc端子104为参考提供第一dc电压v
dc
；第二dc端子103，用于以所述第三dc端子104为参考提供第二dc电压v
c2
。第一dc电容器c1连接在所述第一dc端子102和所述第二dc端子103之间。第二dc电容器c2连接在所述第二dc端子103和所述第三dc端子104之间。所述第一dc端子102和所述第二dc端子103通过相应的电容器(c1、c2)耦合至所述第三dc端子104。如图1a所示，在该配置中，电容器c2和c1被配置为分离式dc链路电容器。
[0092]
所述功率转换器200包括位于第一内部节点107a、第二内部节点107b和所述第二dc端子103之间的开关电路105。所述开关电路105包括位于所述第一内部节点107a和所述第二dc端子103之间的第一路径以及所述第二内部节点107b和所述第二dc端子103之间的第二路径。所述第一路径包括二极管d9和开关s10的串联连接。所述第二路径包括二极管d11和开关s12的串联连接。
[0093]
作为第一电感器l1形成的第一储能器布置在第三内部节点108a和第一内部节点107a之间。作为第二电感器l2形成的第二储能器布置在第四内部节点108b和第二内部节点107b之间。
[0094]
二极管d1布置在所述第一内部节点107a和所述第一dc端子102之间。二极管d3布置在所述第二内部节点107b和所述第一dc端子102之间。
[0095]
开关s2布置在所述第三dc端子104和所述第一内部节点107a之间。开关s4布置在所述第三dc端子104和所述第二内部节点107b之间。
[0096]
二极管d6布置在所述第三dc端子104和所述第四内部节点108b之间。二极管d8布置在所述第三dc端子104和所述第三内部节点108a之间。
[0097]
ac emi(electromagnetic interference，emi)滤波器109布置在所述ac端子101、所述第三内部节点108a和所述第四内部节点108b之间。所述ac emi滤波器109用于滤除所述ac电网电压的干扰影响。
[0098]
电磁干扰(electromagnetic interference，emi)也称为射频干扰(radio-frequency interference，rfi)，是指在射频频谱中，外部源通过电磁感应、静电耦合或传导来影响电路而产生的干扰。所述干扰可能会降低电路性能，甚至使电路停止运行。就数据路径而言，这些影响包括增加误差率，甚至导致全部数据丢失。人造和自然电源均产生持续变化的电流和电压，这可能会导致emi。所述ac emi滤波器109用于消除这些emi失真。
[0099]
所述功率转换器200包括：第一换向路径110，位于所述ac端子101和所述第二dc端子103之间；第二换向路径120，位于所述ac端子101和所述第一dc端子102之间；第三换向路径130，位于所述ac端子101和所述第二dc端子103之间；第四换向路径140，位于所述ac端子101和所述第一dc端子102之间。下面将结合图1c至图1f描述此类换向路径的功能。
[0100]
所述开关电路105可按照图1a所示进行设计。然而，也可根据下文结合图3a至图3d
描述的电路设计等来实现该开关电路的替代设计。
[0101]
图1a中的所述功率转换器200可通过以下方式进行设计：在(例如，三电平pfc整流器的)三电平功率转换器的电路设计中添加两个换向路径。添加换向路径可形成一种新型的五电平功率转换器，例如图1a所示的五电平pfc整流器。此类换向路径连接至第二dc链路电容器c2。根据正弦波的相位角，所述转换器从可用dc链路中选择与所需输出电压电平最匹配的一条链路。
[0102]
图1b示出了本发明提供的采用第二dc链路配置的示例性功率转换器100的电路图。
[0103]
所述功率转换器100的电路配置对应于上文结合图1a描述的功率转换器200的电路配置。唯一的区别在于所述dc端子的电路配置：所述第一dc电容器c1连接在所述第一dc端子102和所述第三dc端子104之间，所述第二dc电容器c2连接在所述第二dc端子103和所述第三dc端子104之间。所述第一dc端子102通过所述第一电容器c1耦合至所述第二dc端子103，所述第二dc端子103通过所述第二电容器c2耦合至所述第三dc端子104。如图1b所示，在该配置中，dc链路电容器c1和c2均使用公共接地。
[0104]
图1c示出了在输入相电压的正半周期内处于第一运行模式的功率转换器200的电路图。
[0105]
图1c所示功率转换器200的电路配置对应于上文结合图1a描述的功率转换器200的电路配置。
[0106]
所述功率转换器200包括：第一换向路径110，位于所述ac端子101和所述第二dc端子103之间；第二换向路径120，位于所述ac端子101和所述第一dc端子102之间；第三换向路径130，位于所述ac端子101和所述第二dc端子103之间；第四换向路径140，位于所述ac端子101和所述第一dc端子102之间。图1c所示的电路图中突出显示了所述第一换向路径110。下文将描述所述第一换向路径110的功能。
[0107]
所述第一换向路径110用于第一导通状态110a和第一关断状态110b。所述第一换向路径110在所述输入相电压vi(t)的正半周期内激活，并且用于在以下两者之间进行切换：在所述第一导通状态110a下，将所述ac端子101提供的电能存储在第一储能器l1中；在所述第一关断状态110b下，将所述存储的电能传输至所述第二dc端子103。
[0108]
所述功率转换器200根据所述输入相电压vi(t)和所述第二dc电压v
c2
用于第一运行模式或第二运行模式。在所述第一运行模式下，所述输入相电压vi(t)小于或等于所述第二dc电压v
c2
；在所述第二运行模式下，所述输入相电压vi(t)大于所述第二dc电压v
c2
。
[0109]
在所述第一运行模式下，所述第一换向路径110在所述输入相电压vi(t)的正半周期内激活；在所述第一运行模式下，所述开关电路105的所述开关s10被配置为永久闭合状态；在所述第一换向路径110的所述第一导通状态110a下，所述开关s2被配置为闭合状态，以将所述ac端子101提供的电能存储在所述第一储能器l1中；在所述第一换向路径110的所述第一关断状态110b下，所述开关s2被配置为断开状态，以通过飞轮路径将所述存储的电能传输至所述第二dc端子103；所述飞轮路径由所述开关电路105的所述二极管d9和所述开关s10的串联连接组成。
[0110]
根据瞬时输入和输出电压之间的关系，可以通过两个步骤轻松说明工作原理。每个桥臂负责所述电网的一个半周期。所述正半周期和所述负半周期的运行相似。
[0111]
在所述第一运行模式下，所述瞬时输入相电压vi(t)的绝对值小于或等于c2上的电压v
c2
，即|vi(t)|≤v
c2
。在该模式下，所述相输入提供的所有电能将通过旁路通路传输至c2。该操作类似于dc/dc升压转换器，包括切换期间的电能存储级和电能传输级。如图1c所示，在所述ac输入电压vi(t)的正半周期内，电能通过高频开关s2存储在所述电感器l1中，并通过由d9和s
10
组成的所述飞轮路径传输至所述dc链路c2。在该模式下，旁路开关s
10
常闭，d6为两级的返回路径。
[0112]
图1d示出了在输入相电压的正半周期内处于第二运行模式的功率转换器200的电路图。
[0113]
图1d所示功率转换器200的电路配置对应于上文结合图1a描述的功率转换器200的电路配置。
[0114]
所述功率转换器200包括：第一换向路径110，位于所述ac端子101和所述第二dc端子103之间；第二换向路径120，位于所述ac端子101和所述第一dc端子102之间；第三换向路径130，位于所述ac端子101和所述第二dc端子103之间；第四换向路径140，位于所述ac端子101和所述第一dc端子102之间。图1d所示的电路图中突出显示了所述第二换向路径120。下文将描述所述第二换向路径120的功能。
[0115]
所述第二换向路径120用于第二导通状态120a和第二关断状态120b。所述第二换向路径120在所述输入相电压vi(t)的正半周期内激活，并且用于在以下两者之间进行切换：在所述第二导通状态120a下，将所述ac端子101提供的电能存储在所述第一储能器l1中，同时将电能传输至所述第二dc端子103；在所述第二关断状态120b下，将所述存储的电能传输至所述第一dc端子102。
[0116]
在所述第二运行模式下，所述第二换向路径120在所述输入相电压vi(t)的正半周期内激活。在所述第二运行模式下，所述开关s2被配置为永久断开状态；在所述第二换向路径120的所述第二导通状态120a下，所述开关s10被配置为闭合状态，以将所述ac端子101提供的电能存储在所述第一储能器l1中，并将电能传输至所述第二dc端子103。在所述第二换向路径120的所述第二关断状态120b下，所述开关s2被配置为断开状态，以通过所述飞轮二极管d1和所述二极管d6将所述存储的电能传输至所述第一dc端子102；所述二极管d6形成所述第二换向路径120的所述第二导通状态120a和所述第二关断状态120b的返回路径。
[0117]
根据瞬时输入和输出电压之间的关系，可以通过两个步骤轻松说明工作原理。每个桥臂负责所述电网的一个半周期。所述正半周期和所述负半周期的运行相似。
[0118]
不同于所述第一运行模式，当所述瞬时输入相电压vi(t)的绝对值大于v
c2
时，即|vi(t)|》v
c2
，采用所述第二运行模式。在该模式下，所述输入提供的电能传输至两个dc链路。在所述ac输入电压vi(t)的正半周期内，电能通过d9和s
10
(高频下切换)存储在电感器中，同时向c2传输电能。如图1d所示，至c1的电能传输级通过所述飞轮二极管d1执行。在该模式下，开关s2保持阻断状态，d6为两级的返回路径。
[0119]
图1e示出了在输入相电压的负半周期内处于第一运行模式的功率转换器200的电路图。
[0120]
图1e所示功率转换器200的电路配置对应于上文结合图1a描述的功率转换器200的电路配置。
[0121]
所述功率转换器200包括：第一换向路径110，位于所述ac端子101和所述第二dc端
子103之间；第二换向路径120，位于所述ac端子101和所述第一dc端子102之间；第三换向路径130，位于所述ac端子101和所述第二dc端子103之间；第四换向路径140，位于所述ac端子101和所述第一dc端子102之间。图1e所示的电路图中突出显示了所述第三换向路径130。下文将描述所述第三换向路径130的功能。
[0122]
所述第三换向路径130用于第三导通状态130a和第三关断状态130b。所述第三换向路径130在所述输入相电压vi(t)的负半周期内激活，并且用于在以下两者之间进行切换：在所述第三导通状态130a下，将所述ac端子101提供的电能存储在所述第二储能器l2中；在所述第三关断状态130b下，将所述存储的电能传输至所述第二dc端子103。
[0123]
在所述第一运行模式下，即|vi(t)|≤v
c2
，所述第三换向路径130在所述输入相电压vi(t)的负半周期内激活。在所述第一运行模式下，所述开关电路105的所述开关s12被配置为永久闭合状态；在所述第三换向路径130的所述第三导通状态130a下，所述开关s4被配置为闭合状态，以将所述ac端子101提供的电能存储在所述第二储能器l2中。在所述第三换向路径130的所述第三关断状态130b下，所述开关s4被配置为断开状态，以通过飞轮路径将所述存储的电能传输至所述第二dc端子103；所述飞轮路径由所述开关电路105的所述二极管d11和所述开关s12的串联连接组成。
[0124]
如上所述，根据瞬时输入和输出电压之间的关系，可以通过两个步骤轻松说明工作原理。每个桥臂负责所述电网的一个半周期。所述正半周期和所述负半周期的运行相似。
[0125]
如图1e所示，在所述负半周期内，电能通过所述高频开关s4存储在所述电感器l2中，并通过由d
11
和s
12
组成的所述飞轮路径传输至所述dc链路c2。在该模式下，旁路开关s
12
常闭，d8为两级的返回路径。
[0126]
图1f示出了在输入相电压的负半周期内处于第二运行模式的功率转换器200的电路图。
[0127]
图1f所示功率转换器200的电路配置对应于上文结合图1a描述的功率转换器200的电路配置。
[0128]
所述功率转换器200包括：第一换向路径110，位于所述ac端子101和所述第二dc端子103之间；第二换向路径120，位于所述ac端子101和所述第一dc端子102之间；第三换向路径130，位于所述ac端子101和所述第二dc端子103之间；第四换向路径140，位于所述ac端子101和所述第一dc端子102之间。图1f所示的电路图中突出显示了所述第四换向路径140。下文将描述所述第四换向路径140的功能。
[0129]
所述第四换向路径140用于第四导通状态140a和第四关断状态140b。所述第四换向路径140在所述输入相电压vi(t)的负半周期内激活，并且用于在以下两者之间进行切换：在所述第四导通状态140a下，将所述ac端子101提供的电能存储在所述第二储能器l2中，同时将电能传输至所述第二dc端子103；在所述第四关断状态140b下，将所述存储的电能传输至所述第一dc端子102。
[0130]
在所述第二运行模式下，即|vi(t)|》v
c2
，所述第四换向路径140在所述输入相电压vi(t)的负半周期内激活。在所述第二运行模式下，所述开关s4被配置为永久断开状态；在所述第四换向路径140的所述第四导通状态140a下，所述开关s12被配置为闭合状态，以将所述ac端子101提供的电能存储在所述第二储能器l2中，并将电能传输至所述第二dc端子103。在所述第四换向路径140的所述第四关断状态140b下，所述开关s12被配置为断开状
态，以通过所述飞轮二极管d3将所述存储的电能传输至所述第一dc端子102。所述二极管d8形成所述第四换向路径140的所述第四导通状态140a和所述第四关断状态140b的返回路径。
[0131]
如上所述，根据瞬时输入和输出电压之间的关系，可以通过两个步骤轻松说明工作原理。每个桥臂负责所述电网的一个半周期。所述正半周期和所述负半周期的运行相似。
[0132]
在所述负半周期内，电能通过d
11
和s
12
(高频下切换)存储在电感器中，同时向c2传输电能。如图1f所示，至c1的电能传输级通过所述飞轮二极管d3执行。在该模式下，开关s4保持阻断状态，d8为两级的返回路径。
[0133]
图1g示出了上述功率转换器200的主要电压和电流波形的不同示例性时间图(201、202、203、204、205、206、207)。
[0134]
第一个时间图201示出了相对于电容器c2上的dc链路电压v
c2
的输入相电压vi(t)。当|vi(t)|》v
c2
时，所述功率转换器200处于所述第二运行模式(模式ii)；当|vi(t)|《＝v
c2
时，所述功率转换器200处于所述第一运行模式(模式i)。
[0135]
第二个时间图202示出了所述第一储能器l1上的电压v
l1
。在所述第一运行模式下，v
l1
在零和v
c2
之间切换；在所述第二运行模式下，v
l1
在v
c2
和v
dc
之间切换。
[0136]
第三个时间图203示出了流过开关s2的电流i
s2
。第四个时间图204示出了流过开关s10的电流i
s10
以及流过二极管d9的电流i
d9
。第五个时间图205示出了流过二极管d1的电流ii
d1
。
[0137]
第六个时间图206示出了开关s2的栅极g2上的电压，即开关s2的控制电压。开关s2在所述第一运行模式下被换向，并在所述第二运行模式下保持非激活状态。
[0138]
第七个时间图207示出了开关s10的栅极g10上的电压，即开关s10的控制电压。开关s10在所述第一运行模式下保持激活状态，并在所述第二运行模式下被换向。
[0139]
图1h示出了实现用于控制本发明提供的功率转换器200的示例性同相层叠脉冲宽度调制300的框图。
[0140]
第一正弦波301作为参考值被提供给第一绝对值生成器303，测得的ac电流302被提供给第二绝对值生成器304。在数学单元305中减去两个绝对值生成器(303、304)的输出并将其提供给控制器306。具体地，所述数学单元305可从所述第一绝对值生成器303的输出中减去所述第二绝对值生成器304的输出。所述控制器306的输出被提供给第一比较器310和第二比较器311。所述第一比较器310将所述控制器306的输出与第一个三角波形308进行比较。所述第二比较器311将所述控制器306的输出与具有相对于所述第一个三角波形308的偏移的第二个三角波形309进行比较。所述第一比较器310的输出由第一放大器312(也称为栅极驱动器)放大，以提供第一开关信号314。所述第二比较器311的输出由第二放大器313放大，以提供第二开关信号315。
[0141]
为了实现所述工作模式间的自然换向，可以采用同相层叠(phase disposition，pd)脉宽调制(pulse width modulation，pwm)策略来实现所述整流器，即所述功率转换器200。n电平系统中的同相层叠(phase disposition，pd)调制由n-1个垂直布置的同相载波组成。由于研究中的五电平系统使用绝对值来计算控制变量，因此选择仅使用两个而非四个载波。通过这种方式，通过相同的栅极信号切换负责所述正周期和所述负周期的开关。如图1h所示，下部的载波负责开关s
10
的调制，而上部的载波负责s2和s4的调制。值得注意的
是，输入参考电流保持纯正弦。
[0142]
反过来，开关s2和s
10
在所述正半周期内的占空比如下所述。
[0143][0144][0145]
其中，θ
pos
为模式i和模式ii之间的相位角边界，定义如下：
[0146][0147]
图1i示出了本发明提供的功率转换器200的开关s2和开关s10的示例性占空比行为的性能图。
[0148]
下列运行条件适用：vi＝230vrms，v
dc
＝400v且v
c2
＝200v。
[0149]
对于开关s2，所述占空比范围为0至1。对于开关s10，所述占空比范围为0.4至1。
[0150]
图2a示出了本发明提供的具有耦合电感器的功率转换器200的电路图。
[0151]
所述功率转换器200的电路配置对应于上文结合图1a描述的功率转换器200的电路配置。唯一的区别在于所述第一储能器l1和所述第二储能器l2的实现方式，所述第一储能器l1和所述第二储能器l2通过耦合电感器(l1a、l1b、l2a、l2b)实现，所述耦合电感器通过铁氧体磁芯等磁耦合器(106a、106b)耦合。
[0152]
如图2a所示，所述功率转换器200可以实现具有耦合电感器的无桥双升压pfc整流器。
[0153]
图2b示出了本发明提供的具有耦合电感器的功率转换器100的电路图。
[0154]
所述功率转换器100的电路配置对应于上文结合图1b描述的功率转换器100的电路配置。唯一的区别在于所述第一储能器l1和所述第二储能器l2的实现方式，所述第一储能器l1和所述第二储能器l2通过耦合电感器(l1a、l1b、l2a、l2b)实现，所述耦合电感器通过铁氧体磁芯等磁耦合器(106a、106b)耦合。
[0155]
如图2b所示，所述功率转换器100可以实现具有耦合电感器的无桥双升压pfc整流器。
[0156]
图3a示出了本发明提供的功率转换器(100、200)的开关电路105a的第一示例的电路图。所述开关电路105a是上文结合图1a至图2b描述的开关电路105的一种示例性实现方式。
[0157]
所述开关电路105a包括二极管d9和开关s10的串联连接，用于在所述输入相电压vi(t)的正半周期内进行切换。所述开关电路105a还包括二极管d11和开关s12的串联连接，用于在所述输入相电压vi(t)的负半周期内进行切换。
[0158]
图3b示出了本发明提供的功率转换器(100、200)的开关电路105b的第二示例的电路图。所述开关电路105b是上文结合图1a至图2b描述的开关电路105的一种示例性实现方
式。
[0159]
所述开关电路105b包括二极管d9和开关s10的串联连接，用于在所述输入相电压vi(t)的正半周期内进行切换。所述开关电路105b还包括二极管d11和开关s10的串联连接，用于在所述输入相电压vi(t)的负半周期内进行切换。
[0160]
图3c示出了本发明提供的功率转换器(100、200)的开关电路105c的第三示例的电路图。所述开关电路105c是上文结合图1a至图2b描述的开关电路105的一种示例性实现方式。
[0161]
所述开关电路105c包括开关s9和二级管d10的串联连接，用于在所述输入相电压vi(t)的正半周期内进行切换。所述开关电路105c还包括开关s11和二极管d12的串联连接，用于在所述输入相电压vi(t)的负半周期内进行切换。
[0162]
图3d示出了本发明提供的功率转换器(100、200)的开关电路105d的第四示例的电路图。所述开关电路105d是上文结合图1a至图2b描述的开关电路105的一种示例性实现方式。
[0163]
所述开关电路105d包括开关s9和开关s10的串联连接，用于在所述输入相电压vi(t)的正半周期内进行切换。所述开关电路105d还包括开关s11和开关s12的串联连接，用于在所述输入相电压vi(t)的负半周期内进行切换。
[0164]
如图3a至图3d所示，所述功率转换器(100、200)的附加换向路径的构造可通过不同方式执行。由于仅需要一个开关，因此图3b所示的选项具有吸引力。另一方面，在图3a和图3c所示的变型中，所述两个开关中的每一个在所述电网的一个半周期中换向。图3d所示的选项使用四个开关，并且由于可以实现同步整流，因此更加高效。可以更改所述开关的顺序，但不会影响其功能。
[0165]
图4a示出了三电平功率转换器(左图)和本发明提供的五电平功率转换器(100、200)(右图)的电压转换原理的两个电压图(401、402)。
[0166]
如在输入和输出电压电平之间存在较大差异时运行，几乎所有拓扑的转换效率都会显著降低。
[0167]
原因在于，在不断增加的经处理电能到达负载之前，需要先将电能存储在无源元件中。因此，可以这样说，此类“间接”电能越高，转换器的效率越低。另一方面，在输入和输出电压值相似的情况下，几乎所有电能直接流向负载，从而实现更高的效率。
[0168]
当考虑逆变器或受控整流器的运行时，例如功率因数校正(power factor correction，pfc)电路，这种情况尤其重要，因为这些转换器扫描的占空比值范围较大。在ac峰值和dc值相差较大的情况下，调制指数会明显偏离1。因此，可能会有更高的损耗量。
[0169]
结合图1a至图3d所示的功率转换器(100、200)可作为具有不同电压电平的两个不同dc链路的受控整流器来运行，并且可规避这些缺点。根据正弦波的相位角，所述功率转换器(100、200)从可用dc链路中选择与所需输出电压电平最匹配的一条链路，因此如图4a右侧的图402所示提高了所述转换器的效率。
[0170]
图4b示出了基于三电平转换拓扑结构的功率转换器以及基于本发明提供的五电平功率转换拓扑结构的功率转换器(100、200)的归一化纹波电流(501、502)的行为的性能图。
[0171]
图4b示出了采用相同电感值的图4a所示两种拓扑结构的归一化纹波电流。因此，
与三电平拓扑结构相比，所公开的五电平拓扑结构能够采用更小的电感来实现类似的纹波电流电平。
[0172]
除降低所需的ac滤波器电感之外，与两电平或三电平电路相比，五电平拓扑结构的主要优点在于：半导体上的电应力更低，损耗更好地分布在多个组件上，所需emc工作更少。
[0173]
另一方面，多电平电路具有更多组件。但是，这并不意味着需要更大的半导体芯片面积，所述面积与损耗量相关。
[0174]
当然，也可以适当地结合开关频率的提高来优化这些成果。
[0175]
这种拓扑结构改进是一种用于缩小磁组件体积的最佳方式，而不必担心因使用非常高的开关频率而增加损耗。
[0176]
图5示出了具有不同电压电平的拓扑结构所需的电感(501、502和503)的图。
[0177]
图5示出了具有不同电压电平特性的拓扑结构的给定平均电流所需电感值之间的基本比较。可以观察到，与两电平或三电平拓扑结构相比，使用基于五电平拓扑结构的功率转换器(100、200)具有明显的优势。除此之外，在本发明所述的功率转换器(100、200)中，功率开关以较低的额定电压进行换向，以降低开关损耗并减少共模滤波工作。
[0178]
图6示出了本发明提供的用于配置功率转换器(100、200)的方法600的示意图。
[0179]
所述功率转换器可以是上文结合图1a至图3d描述的功率过滤器(100、200)。
[0180]
所述功率转换器(100、200)包括：交流(alternate current，ac)端子101，用于提供输入相电压vi(t)；第一直流(direct current，dc)端子102，用于以第三dc端子104为参考提供第一dc电压v
dc
；第二dc端子103，用于以所述第三dc端子104为参考提供第二dc电压v
c2
；第一换向路径110，位于所述ac端子101和所述第二dc端子103之间；第二换向路径120，位于所述ac端子101和所述第一dc端子102之间；第三换向路径130，位于所述ac端子101和所述第二dc端子103之间；第四换向路径140，位于所述ac端子101和所述第一dc端子102之间。
[0181]
所述方法600包括：配置(601)用于第一导通状态110a和第一关断状态110b的所述第一换向路径110，所述第一换向路径110所述输入相电压vi(t)的正半周期内激活，例如，如上文结合图1a至图3d所述。
[0182]
所述方法600包括：配置(602)所述第一换向路径110，以在以下两者之间进行切换：在所述第一导通状态110a下，将所述ac端子101提供的电能存储在第一储能器l1中；在所述第一关断状态110b下，将所述存储的电能传输至所述第二dc端子103，例如，如上文结合图1a至图3d所述。
[0183]
所述方法600包括：配置(603)用于第二导通状态120a和第二关断状态120b的所述第二换向路径120，所述第二换向路径120在所述输入相电压vi(t)的正半周期内激活，例如，如上文结合图1a至图3d所述。
[0184]
所述方法600包括：配置(604)所述第二换向路径120，以在以下两者之间进行切换：在所述第二导通状态120a下，将所述ac端子101提供的电能存储在所述第一储能器l1中，同时将电能传输至所述第二dc端子103；在所述第二关断状态120b下，将所述存储的电能传输至所述第一dc端子102，例如，如上文结合图1a至图3d所述。
[0185]
所述方法600包括：配置(605)用于第三导通状态130a和第三关断状态130b的所述
第三换向路径130，所述第三换向路径130在所述输入相电压vi(t)的负半周期内激活，例如，如上文结合图1a至图3d所述。
[0186]
所述方法600包括：配置(606)所述第三换向路径130，以在以下两者之间进行切换：在所述第三导通状态130a下，将所述ac端子101提供的电能存储在第二储能器l2中；在所述第三关断状态130b下，将所述存储的电能传输至所述第二dc端子103，例如，如上文结合图1a至图3d所述。
[0187]
所述方法600包括：配置(607)用于第四导通状态140a和第四关断状态140b的所述第四换向路径140，所述第四换向路径140在所述输入相电压vi(t)的负半周期内激活，例如，如上文结合图1a至图3d所述。
[0188]
所述方法600包括：配置(608)所述第四换向路径140，以在以下两者之间进行切换：在所述第四导通状态140a下，将所述ac端子101提供的电能存储在所述第二储能器l2中，同时将电能传输至所述第二dc端子103；在所述第四关断状态140b下，将所述存储的电能传输至所述第一dc端子102，例如，如上文结合图1a至图3d所述。
[0189]
图7示出了本发明提供的用于运行功率转换器(100、200)的方法700的示意图。
[0190]
所述功率转换器可以是上文结合图1a至图3d描述的功率过滤器(100、200)。
[0191]
所述功率转换器(100、200)包括：交流(alternate current，ac)端子101，用于提供输入相电压vi(t)；第一直流(direct current，dc)端子102，用于以第三dc端子104为参考提供第一dc电压v
dc
；第二dc端子103，用于以所述第三dc端子104为参考提供第二dc电压v
c2
；第一换向路径110，位于所述ac端子101和所述第二dc端子103之间；第二换向路径120，位于所述ac端子101和所述第一dc端子102之间；第三换向路径130，位于所述ac端子101和所述第二dc端子103之间；第四换向路径140，位于所述ac端子101和所述第一dc端子102之间。
[0192]
所述方法700包括：在所述输入相电压vi(t)的正半周期内，激活(701)所述第一换向路径110，例如，如上文结合图1a至图3d所述。
[0193]
所述方法700包括：所述第一换向路径110在以下两者之间进行切换(702)：在所述第一导通状态110a下，将所述ac端子101提供的电能存储在第一储能器l1中；在所述第一关断状态110b下，将所述存储的电能传输至所述第二dc端子103，例如，如上文结合图1a至图3d所述。
[0194]
所述方法700包括：在所述输入相电压vi(t)的正半周期内，激活(703)所述第二换向路径120，例如，如上文结合图1a至图3d所述。
[0195]
所述方法700包括：所述第二换向路径120在以下两者之间进行切换(704)：在所述第二导通状态120a下，将所述ac端子101提供的电能存储在所述第一储能器l1中，同时将电能传输至所述第二dc端子103；在所述第二关断状态120b下，将所述存储的电能传输至所述第一dc端子102，例如，如上文结合图1a至图3d所述。
[0196]
所述方法700包括：在所述输入相电压vi(t)的负半周期内，激活(705)所述第三换向路径130，例如，如上文结合图1a至图3d所述。
[0197]
所述方法700包括：所述第三换向路径130在以下两者之间进行切换(706)：在所述第三导通状态130a下，将所述ac端子101提供的电能存储在第二储能器l2中；在所述第三关断状态130b下，将所述存储的电能传输至所述第二dc端子103，例如，如上文结合图1a至图
3d所述。
[0198]
所述方法700包括：在所述输入相电压vi(t)的负半周期内，激活(707)所述第四换向路径140，例如，如上文结合图1a至图3d所述。
[0199]
所述方法700包括：所述第四换向路径140在以下两者之间进行切换(708)：在所述第四导通状态140a下，将所述ac端子101提供的电能存储在所述第二储能器l2中，同时将电能传输至所述第二dc端子103；在所述第四关断状态140b下，将所述存储的电能传输至所述第一dc端子102，例如，如上文结合图1a至图3d所述。
[0200]
尽管本发明的特定特征或方面可能已经仅结合几种实现方式中的一种进行公开，但此类特征或方面可以和其它实现方式中的一个或多个特征或方面相结合，只要对于任何给定或特定的应用是有需要或有利。而且，在一定程度上，术语“包括”、“有”、“具有”或这些词的其它变形在详细的说明书或权利要求书中使用，这类术语和所述术语“包含”是类似的，都是表示包括的含义。同样，术语“示例性地”、“例如”仅表示为示例，而不是最好或最优的。可以使用术语“耦合”和“连接”及其派生词。应理解，这些术语可以用于指示两个元件彼此协作或交互，而不管它们是直接物理接触还是电接触，或者它们彼此不直接接触。
[0201]
尽管本文中已说明和描述特定方面，但所属领域的技术人员应了解，多种替代和/或等效实现方式可在不脱离本发明的范围的情况下所示和描述的特定方面。该申请旨在覆盖本文论述的特定方面的任何修改或变化。
[0202]
尽管以上权利要求书中的元件是利用对应的标签按照特定顺序列举的，除非对权利要求的阐述另有暗示用于实现部分或所有这些元件的特定顺序，否则这些元件不必限于以所述特定顺序来实现。
[0203]
通过以上启示，对于本领域技术人员来说，许多替代产品、修改及变体是显而易见的。当然，所属领域的技术人员容易意识到除本文所述的应用之外，还存在本发明的众多其它应用。虽然已参考一个或多个特定实施例描述了本发明，但本领域技术人员认识到，在不偏离本发明的范围的前提下，可对本发明做出许多变更。因此，应理解，只要是在所附权利要求书及其等效文句的范围内，可以用不同于本文具体描述的方式来实现本发明。