一种开关电容多电平逆变器及其调制方法

1.本发明属于多电平逆变器领域，更具体地，涉及一种开关电容多电平逆变器及其调制方法。


背景技术：

2.可再生能源发电在并网或用来带动负载之前，都需要通过逆变器进行转换，开关电容式变换器是通过电容和输入电源的组合来产生输出电压。但现有的开关电容式变换器还存在如下问题：
3.开关电容多电平逆变器的负载电流流过电容时会引起电容电压的下降，存在电容放电时间比较长的时段，需要容量较大的电容来抑制电容电压波动；在逆变器输出最高电压时，电容电压利用率大都低于100％，较低的电容电压利用率会导致电容的使用浪费，增加成本。将多个电容先串联再与输入直流电源并联充电的充电方式存在电容电压不平衡问题。


技术实现要素：

4.针对现有技术存在的问题和改进需求，本发明提供了一种开关电容多电平逆变器及其调制方法，其目的在于简化逆变器的结构，以较少的开关管输出多电平。
5.为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种开关电容多电平逆变器，包括：直流源、开关管s1～s
13
、电容c1、电容c2、限流电感lr、输出lc滤波器以及负载；
6.所述直流源的正极接开关管s1的漏极与开关管s3的漏极，负极接开关管s2的源极与开关管s4的源极；开关管s5的漏极连接开关管s3的源极、开关管s6的源极及开关管s7的漏极；开关管s5的漏极还连接开关管s4的源极、开关管s9的漏极与开关管s
11
的漏极；开关管s7的源极接开关管s8的源极；开关管s9的源极接开关管s
10
的源极；
7.所述电容c1的正极接开关管s6的漏极与开关管s
12
的漏极，负极接开关管s8的漏极与限流电感lr的一端；所述电容c2的正极接开关管s
10
的漏极与限流电感lr的另一端，负极接开关管s
11
的源极与开关管s
13
的源极；
8.所述开关管s1的源极与所述开关管s2的漏极连接作为所述逆变器输出交流母线的一端；所述开关管s
12
的源极与所述开关管s
13
的漏极连接作为所述逆变器输出交流母线的另一端；
9.所述输出lc滤波器接在所述逆变器输出交流母线的两端；所述负载接在所述输出lc滤波器的滤波电容两端；
10.根据参考调制波调制比的取值范围，所述逆变器分别输出3电平、5电平、7电平或9电平。
11.进一步地，所述直流源的电压为v
dc
，所述电容c1和电容c2的稳态电压un均为0.5v
dc
。
12.进一步地，所述参考调制波u
ref
的调制比m与所述逆变器的输出电平数之间满足：
13.当0.75《m≤1时，输出9电平：0，
±
0.5v
dc
，
±vdc
，
±
1.5v
dc
，
±
2v
dc
；
14.当0.5《m≤0.75时，输出7电平：0，
±
0.5v
dc
，
±vdc
，
±
1.5vd；
15.当0.25《m≤0.5时，输出5电平：0，
±
0.5v
dc
，
±vdc
；
16.当0《m≤0.25时，输出3电平：0，
±
0.5v
dc
；
17.其中，v
dc
为所述直流源的电压，参考调制波u
ref
为：u
ref
＝4msinωt，ω为参考调制波的角频率，t为时间。
18.进一步地，所述电容c1及电容c2的参数相同。
19.按照本发明另一方面，提供了一种开关电容多电平逆变器的调制方法，应用于第一方面所述的逆变器，根据所述逆变器中开关管的导通情况，所述逆变器输出9电平时对应的升压模式包括：
20.升压模式a：控制开关管s1、s3、s6、s9、s
10
和s
12
处于导通状态，开关管s2、s4、s5、s7、s8、s1和s
13
处于关断状态；
21.升压模式b：控制开关管s1、s3、s7、s8、s
11
和s
12
处于导通状态，开关管s2、s4、s5、s6、s9、s
10
和s
13
处于关断状态；
22.升压模式c：控制开关管s2、s3、s6、s9、s
10
和s
12
处于导通状态，开关管s1、s4、s5、s7、s8、s
11
和s
13
处于关断状态；
23.升压模式d：控制开关管s2、s3、s7、s8、s
11
和s
12
处于导通状态，开关管s1、s4、s5、s6、s9、s
10
和s
13
处于关断状态；
24.升压模式e：控制开关管s2、s3、s5、s
11
和s
12
处于导通状态，开关管s1、s4、s6、s7、s8、s9、s
10
和s
13
处于关断状态；
25.升压模式f：控制开关管s2、s4、s7、s8、s
11
和s
13
处于导通状态，开关管s1、s3、s5、s6、s9、s
10
和s
12
处于关断状态；
26.升压模式g：控制开关管s2、s4、s6、s9、s
10
和s
13
处于导通状态，开关管s1、s3、s5、s7、s8、s
11
和s
12
处于关断状态；
27.升压模式h：控制开关管s1、s4、s7、s8、s
11
和s
13
处于导通状态，开关管s2、s3、s5、s6、s9、s
10
和s
12
处于关断状态；
28.升压模式i：控制开关管s1、s4、s6、s9、s
10
和s
13
处于导通状态，开关管s2、s3、s5、s7、s8、s
11
和s
12
处于关断状态；
29.升压模式j：控制控制开关管s1、s4、s5、s6和s
13
处于导通状态，开关管s2、s3、s7、s8、s9、s
10
、s
11
和s
12
处于关断状态。
30.进一步地，升压模式a中，控制开关管s4的通断，输出0电平的同时对电容c1主动充电；
31.升压模式b中，控制开关管s4的通断，输出0.5v
dc
电平的同时对电容c2主动充电；
32.升压模式c中，控制开关管s4的通断，输出v
dc
电平的同时对电容c1主动充电；
33.升压模式d中，控制开关管s4的通断，输出1.5v
dc
电平的同时对电容c2主动充电；
34.升压模式f中，控制开关管s3的通断，输出0电平的同时对电容c2主动充电；
35.升压模式g中，控制开关管s3的通断，输出-0.5v
dc
电平的同时对电容c1主动充电；
36.升压模式h中，控制开关管s3的通断，输出-v
dc
电平的同时对电容c2主动充电；
37.升压模式i中，控制开关管s3的通断，输出-1.5v
dc
电平的同时对电容c1主动充电。
38.进一步地，所述的调制方法，包括：
39.在0≤t≤t
1-δt1调制时间段内，控制所述逆变器在升压模式a和升压模式b之间切换；
40.在t
1-δt1＜t＜t1 δt1调制时间段内，控制所述逆变器在升压模式a和升压模式c之间切换；
41.在t1 δt1≤t＜t2调制时间段内，控制所述逆变器在升压模式b和升压模式c之间切换；
42.在t2≤t≤t
3-δt2调制时间段内，控制所述逆变器在升压模式c和升压模式d之间切换；
43.在t
3-δt2＜t＜t3调制时间段内，当u
c1
≥u
c2
时，控制所述逆变器在升压模式c和升压模式d之间切换；当u
c1
《u
c2
时，控制所述逆变器在升压模式c和升压模式e之间切换；
44.在t3≤t＜0.25t调制时间段内，当u
c1
≥u
c2
时，控制所述逆变器在升压模式d与升压模式e进行切换；当u
c1
《u
c2
时，控制所述逆变器在升压模式c与升压模式e进行切换；
45.由于参考调制波为正弦波，在正半周期内，调制方式关于0.25t左右对称，在整个调制周期内，调制方式关于0.5t中心对称；
46.其中，t1、t2、t3分别为参考调制波幅值u
ref
＝1、2、3时所对应的调制时刻，且0＜t1＜t2＜t3＜0.25t，t表示时间，t表示调制周期，所述δt1、δt2的值根据电容的充放电平衡确定，u
c1
、u
c2
分别为电容c1、电容c2的电压。
47.进一步地，在不同的调制时间段内，采用pwm调制原理，控制所述逆变器在不同升压模式之间切换。
48.总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，能够取得以下有益效果：
49.(1)本发明的逆变器，仅用一个直流电源，两个电容及13个开关管实现了最多9电平的输出，结构简单，集成度高；且本发明设计的逆变器结构，在两个电容充电时，通过开关管的切换，限流电感分别与两个电容串联，可以限制充电回路的电流峰值，降低了充电回路开关管电流应力大小。
50.(2)本发明的调制方法，在产生
±
2v
dc
电平时，直流源均与电容c1和电容c2串联，使得本发明的逆变器结构中的电容电压利用率为100％。
51.(3)本发明的调制方法中，在任意一种升压模式中，电容c1和电容c2的充电过程是相互独立的，不会存在多电容串联同时充电的现象，避免了电容电压不平衡问题。
52.(4)本发明的调制方式可以在电容放电时间长的时段内或电容充电时间较短的时段内，引入可充电电平为相应的电容充电，进而保证电容c1和电容c2始终能进行持续高频充电，大幅降低逆变器正常工作所需电容的容量。
附图说明
53.图1为本发明提出的开关电容多电平逆变器的拓扑结构图；
54.图2为本发明提出的开关电容多电平逆变器拓扑输出九电平时，各开关管的状态，其中，图中的(a)-(j)分别对应输出0、0.5v
dc
、v
dc
、1.5v
dc
、2v
dc
、0、-0.5v
dc
、-v
dc
、-1.5v
dc
、-2v
dc
电平；
55.图3为本发明中的电容c1或电容c2的充电过程等效电路图，其中，图(a)表示第一阶
段等效电路图，图(b)表示第二阶段的等效电路图；
56.图4为现有podpwm调制方法波形示意图；
57.图5为本发明改进后的新型podpwm调制方法波形示意图；
58.图6为本发明实施例中，母线电压、负载电压及负载电流的仿真波形图，其中图中(a)为母线电压，图中(b)为负载电压，图(c)为负载电流；
59.图7为本发明实施例中，电容c1和电容c2电压仿真波形，其中，图中的(a)为电容c1电压，图中的(b)为电容c2电压。
具体实施方式
60.为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
61.如图1所示，本发明中的开关电容多电平逆变器，主要包括输入直流源v
dc
、开关管s1～s
13
、电容c1与电容c2、限流电感lr、输出lc滤波器以及负载；
62.输入直流源v
dc
的正极接开关管s1的漏极与开关管s3的漏极；输入直流源v
dc
的负极接开关管s2的源极与开关管s4的源极；开关管s5的漏极接开关管s3的源极、开关管s6的源极与s7的漏极；开关管s5的漏极接开关管s4的源极、开关管s9的漏极与开关管s
11
的漏极；开关管s7的源极接开关管s8的源极；开关管s9的源极接开关管s
10
的源极；
63.电容c1的正极接开关管s6的漏极与开关管s
12
的漏极；电容c1的负极接开关管s8的漏极与限流电感lr的一端；电容c2的正极接开关管s
10
的漏极与限流电感lr的另一端；电容c2的负极接开关管s
11
的源极与开关管s
13
的源极；
64.开关管s1的源极与开关管s2的漏极连接作为逆变器输出交流母线的一端，记为b端点；开关管s
12
的源极与开关管s
13
的漏极连接作为输出交流母线的另一端，记为a端点；
65.lc滤波器包括lf与滤波电容cf，接在输出交流母线a、b两端；r0与l0串联组成的负载接在滤波电容cf两端。
66.本发明的开关电容多电平逆变器最多可以输出九个电平，即可以有十种升压模式。
67.如图2中的(a)所示，为升压模式a，开关管s1、s3、s6、s9、s
10
和s
12
处于导通状态，开关管s2、s4、s5、s7、s8、s1和s
13
处于关断状态，控制s4的通断，实现电容c1的主动充电。在该状态下，本发明中的开关电容多电平逆变器输出母线的b端点和a端点之间被直接短接在一起，输出母线两端之间产生零电平。该零电平在输出波形的正半周期里被使用，即产生交流母线电压输出波形在正半周期内的零电平。电容c2的电压在此阶段将保持不变，电容c1的主动充电过程由开关s4的状态进行控制：当电容c1的电压低于额定电压un(本发明中，该额定电压un＝0.5v
dc
)时，打开开关s4，这时开关s5的反向并联二极管处于反向截止状态，由于此时电感lr与电容c1串联，充电电流i
lr
从初始值开始逐渐增长，对电容c1进行充电，而由于与电容c2串联的开关电路处于断开，不会影响对电容c1的充电过程，记该阶段为电容主动充电过程的第一阶段。当充电时间进行到指定时刻时，关断开关管s4，这时开关s5的反向并联二极管处于导通状态，电容c1的充电电流i
lr
将逐渐减小到零，电容c1在这个阶段还是处于充电
状态，记该阶段为电容主动充电过程的第二阶段。在充电电流i
lr
减小到零后，开关s5的反向并联二极管处于反向截止状态，电容c1的电压达到额定电压un，直到下个开关状态改变之前，电容c1在这个阶段电压均保持不变，记该阶段为电容主动充电过程的第三阶段。本逆变器拓扑中所有电容(电容c1及电容c2)的主动充电过程都可以类似的被划分为这三个阶段。
68.如图2中的(f)所示，为升压模式f，开关管s2、s4、s7、s8、s
11
和s
13
处于导通状态，开关管s1、s3、s5、s6、s9、s
10
和s
12
处于关断状态，控制s3的通断，实现电容c2的主动充电。这时，逆变器输出母线的b端点和a端点之间仍被短接在了一起，在输出母线两端之间也同样可以产生零电平。这是本逆变器拓扑产生零电平的另外一种方式，不同的是，此时可以对电容c2进行主动充电，该主动充电过程是由开关s3的状态进行控制，电容c2的主动充电过程类似上述电容c1主动充电的三个阶段：当电容c2的电压低于额定电压un时，打开开关s3，此时电感lr与电容c2串联，充电电流i
lr
从初始值开始逐渐增长，对电容c2进行充电，当时间进行到指定时刻，关断开关s3，电容c2的充电电流i
lr
将逐渐减小到零，在该过程中，会继续对电容c2充电，在充电电流i
lr
减小到零后，开关s5的反向并联二极管处于反向截止状态，电容c2的电压达到额定电压un，直到下个开关状态改变之前，电容c2的电压均保持不变；而电容c1的电压在整个过程中保持不变，由于与电容c1串联的开关电路处于断开，不会影响对电容c2的充电过程。图2中的(f)这种不同的产生零电平的方式将在负半周期里被使用，即产生交流母线电压输出波形在负半周期内的零电平。
69.如图2中(b)所示，为升压模式b，开关管s1、s3、s7、s8、s
11
和s
12
处于导通状态，开关管s2、s4、s5、s6、s9、s
10
和s
13
处于关断状态，控制s4的通断，实现电容c1产生0.5v
dc
电平，同时对电容c2进行主动充电。这时，相当于通过逆变器输出母线的b端点先串联了电容c1，之后再接到输出母线的a端点，由于电容c1的稳态电压(额定电压)是0.5v
dc
，利用电容c1的电压可以用来产生0.5v
dc
电平。产生0.5v
dc
电平的同时可以对电容c2进行主动充电，该主动充电过程由开关s4的状态进行控制，控制过程与上述的三个阶段类似。由于电容c1用来产生了0.5v
dc
电平，电容c1在此阶段处于放电状态，电压会跌落。
70.如图2中(g)所示，为升压模式g，开关管s2、s4、s6、s9、s
10
和s
13
处于导通状态，开关管s1、s3、s5、s7、s8、s
11
和s
12
处于关断状态，控制开关管s3的通断，实现电容c2产生-0.5v
dc
电平，同时对电容c1进行主动充电。这时，拓扑的输入端b点先反向串联了电容c2，之后再接到输出端a点，这样利用电容c2的电压可以用来产生-0.5v
dc
电平。产生-0.5v
dc
电平的同时可以对电容c1进行主动充电，该主动充电过程由开关s3的状态进行控制。而由于电容c2用来产生了-0.5v
dc
电平，电容c2在此阶段处于放电状态，电压会跌落。
71.如图2中(c)所示，为升压模式c，开关管s2、s3、s6、s9、s
10
和s
12
处于导通状态，开关管s1、s4、s5、s7、s8、s
11
和s
13
处于关断状态，控制开关管s4的通断，实现产生v
dc
电平的同时可以对电容c1进行主动充电。这时，拓扑的输出母线的b端点先串联了直流电源v
dc
，再接到输出母线的a端点，利用直流电源的电压可以用来产生v
dc
电平。产生v
dc
电平的同时可以对电容c1进行主动充电，该主动充电过程由开关s4的状态进行控制。而电容c2的电压在此阶段将保持不变，不会影响对电容c1进行的主动充电。
72.如图2中(h)所示，为升压模式h，开关管s1、s4、s7、s8、s
11
和s
13
处于导通状态，开关管s2、s3、s5、s6、s9、s
10
和s
12
处于关断状态，控制开关管s3的通断，实现产生-v
dc
电平的同时可以对电容c2进行主动充电。这时，拓扑的输出母线的b端点先反向串联了直流电源，之后再接
到输出母线的a端点，利用直流电源的电压可以用来产生-v
dc
电平。产生-v
dc
电平的同时可以对电容c2的进行主动充电，该主动充电过程由开关s3的状态进行控制。而电容c1的电压在此阶段将保持不变，不会影响对电容c2进行的主动充电。
73.如图2中的(d)所示，为升压模式d，开关管s2、s3、s7、s8、s
11
和s
12
处于导通状态，开关管s1、s4、s5、s6、s9、s
10
和s
13
处于关断状态，控制开关管s4的通断，实现产生1.5v
dc
电平的同时对电容c2进行主动充电。这时，拓扑输出母线的b端点先串联了直流电源，之后又串联了电容c1，最后再接到输出母线的a端点。利用直流电源的电压以及电容c1的电压可以用来产生1.5v
dc
电平。产生电平1.5v
dc
的同时可以对电容c2进行主动充电，该主动充电过程由开关s4的状态进行控制。由于用来产生了1.5v
dc
电平，电容c1在此阶段处于放电状态，电压会跌落。
74.如图2中的(i)所示，为升压模式i，开关管s1、s4、s6、s9、s
10
和s
13
处于导通状态，开关管s2、s3、s5、s7、s8、s
11
和s
12
处于关断状态，控制开关管s3的通断，实现产生-1.5v
dc
电平的同时对电容c1进行主动充电。这时，拓扑的输出母线的b端点先反向串联了直流电源，之后又反向串联了电容c2，最后再接到输出母线的a端点。利用直流电源的电压以及电容c2的电压用来产生-1.5v
dc
电平。产生-1.5v
dc
电平的同时可以对电容c1进行主动充电，该主动充电过程由开关s3的状态进行控制。由于用来产生了-1.5v
dc
电平，电容c2在此阶段处于放电状态，电压会跌落。
75.如图2中的(e)所示，为升压模式e，控制开关管s2、s3、s5、s
11
和s
12
处于导通状态，开关管s1、s4、s6、s7、s8、s9、s
10
和s
13
处于关断状态。这时，拓扑的输出母线的b端点先串联了直流电源，然后串联了电容c2，之后串联了电容c1，最后再接到输出母线的a端点。利用直流电源的电压以及电容c1、电容c2的电压可以用来产生2v
dc
电平。此时因为两个电容都用来产生2v
dc
电平，无法对电容进行主动充电。因此电容c1、电容c2在此阶段都处于放电状态，电压都会跌落。
76.如图2中的(j)所示，为升压模式j，控制开关管s1、s4、s5、s6和s
13
处于导通状态，开关管s2、s3、s7、s8、s9、s
10
、s
11
和s
12
处于关断状态。这时，拓扑的输出母线的b端点先反向串联了直流电源，然后反向串联了电容c1，之后反向串联了电容c2，最后再接到输出母线的a端点。利用直流电源的电压以及电容c1、电容c2的电压可以用来产生-2v
dc
电平。此时因为两个电容都用来产生-2v
dc
电平，无法对电容进行主动充电。因此电容c1、电容c2在此阶段都处于放电状态，电压都会跌落。
77.作为优选，逆变器中电容c1与电容c2的充放电工作状态对称相同，两电容的规格参数一致。
78.综上所述，在输出母线电压的正半周期里，在输出0电平和v
dc
电平时，电容c1能主动充电，在0.5v
dc
电平、1.5v
dc
电平和2v
dc
电平时处于放电状态；在输出0.5v
dc
电平和1.5v
dc
电平时，电容c2能被主动充电，在2v
dc
电平时处于放电状态，在0电平和v
dc
电平时电压不变。而在负半周期里，在输出0电平和-v
dc
电平时，电容c2能被主动充电，在-0.5v
dc
电平、-1.5v
dc
电平和-2v
dc
电平时，处于放电状态；在输出-0.5v
dc
电平和-1.5v
dc
电平时，电容c1能被主动充电，在-2v
dc
电平时处于放电状态，在0电平和-v
dc
电平时电压保持不变。在逆变器输出最高电平时，拓扑里所有采用的电容都用来升压，电容电压利用率为100％，减少了冗余电容器件的成本。
79.具体地，电容主动充电过程第一阶段和第二阶段的等效电路图分别如图3中的(a)
和图3中的(b)所示。图中v
1σ
和v
2σ
分别满足v
1σ
＝p
1vdc
和v
2σ
＝p
2vdc
，p1、p2为相对于电源电压的归一化无量纲值，v
1σ
和v
2σ
分别是电容主动充电过程中的第一、二阶段开关等效电路图中的器件的等效压降。r
1σ
和r
2σ
是器件的等效电阻。电容主动充电过程第一阶段的持续时间满足0≤t≤ta，ta表示第一阶段持续时间，电容主动充电过程第二阶段的持续时间满足ta≤t≤tb，即t
b-ta。此外，记电容主动充电过程开始前的初始电容电压是k
1vdc
，k1表示电源电压标幺值，而第一、第二阶段完成后的目标电容电压是k
3vdc
。在电容主动充电过程的第一阶段，由基尔霍夫电压定律，电容电压uc应该满足的微分方程是：
[0080][0081]
电容主动充电过程的第二阶段，依据基尔霍夫电压定律，电容电压uc应该满足的微分方程是：
[0082][0083]
结合初始与末态条件，联立解得电容充电过程第一阶段应该持续的时间ta与峰值电流i
max
为：
[0084][0085][0086]
电容主动充电过程共需要的时间tb可以被表示为：
[0087][0088]
由式(2-3)与(2-5)可知改变限流电感的大小可以改变充电回路的电流大小以及改变电容充电速度的快慢。
[0089]
如果忽略开关器件与电容电感的寄生参数，本实施例中，取lr＝10μh，c＝100μf，v
dc
＝100v，k1＝0.45，k3＝0.5，依据式(2-3)可以计算出电容主动充电过程第一阶段应该持续的时间ta的近似值为9.29us。依据式(2-5)可以计算出电容主动充电过程第二阶段一共花费的时间t
b-ta的近似值为10.11us。整个电容主动充电过程可以在较短的时间内实现将电容电压充到指定电压的目标。结合前述，正半周期里电容c1在0电平和v
dc
电平时能被独立地主动充电，电容c2在0.5v
dc
电平和1.5v
dc
电平时能被独立地主动充电。而在负半周期里电容c2在0电平和-v
dc
电平时能被独立地主动充电，电容c1在-0.5v
dc
电平和-1.5v
dc
电平时能被独立地主动充电。因此本逆变器拓扑中的所有电容都能被独立的快速充电至期望值，保持电容c1与c2电压的稳定与相等，不存在其他部分逆变器拓扑中电容电压不平衡的问题。
[0090]
由公式(2-4)可知：电容充电回路最大电流可由限流电感lr调节，且与电感lr的大小成反比。因此限流电感lr的存在可以将充电回路的电流限制在一个合适的设定值以满足回路中开关管的电流应力要求。与其他逆变器拓扑直接将电容与电源并联充电的形式相比，本拓扑中通过限流电感lr给电容充电可有效可控地减小充电回路开关管的电流应力。
[0091]
基于上述提出的开关多电平逆变器，本发明还提供了一种新型调制方法。
[0092]
本发明提出的开关电容多电平逆变器拓扑采用的现有的交替反相层叠脉宽调制(podpwm)方法前四分之一调制周期内的具体情况如图4所示，u
ref
是参考调制波。参考调制波u
ref
可以被表示为：
[0093]uref
＝4msinωt
ꢀꢀꢀꢀꢀ
(3-1)
[0094]
其中，m为调制比，ω为参考调制波的角频率，t为时间。
[0095]
当调制比m取不同值时，可以输出不同的电平数，具体为：
[0096]
当0.75《m≤1时，可输出0，
±
0.5v
dc
，
±vdc
，
±
1.5v
dc
，
±
2v
dc
这9个电平；
[0097]
当0.5《m≤0.75时，可输出0，
±
0.5v
dc
，
±vdc
，
±
1.5vd这7个电平；
[0098]
当0.25《m≤0.5时，可输出0，
±
0.5v
dc
，
±vdc
这5个电平；
[0099]
当0《m≤0.25时，可输出0，
±
0.5v
dc
这3个电平。
[0100]
本实施例中，m为0.88，以输出9电平为例进行分析：
[0101]
当0≤u
ref
≤1时，依据脉冲宽度调制技术的基本原理，此时一个开关周期内应该用两个不同电平作用不同的时间来等效参考电压，也就是0电平和0.5v
dc
电平，也即控制逆变器采用升压模式a与升压模式b进行切换。下称为：高电平是0.5v
dc
电平(升压模式b)，低电平是0电平(升压模式a)。这种情况会发生在0≤t≤t1以及(0.5t
–
t1)≤t≤0.5t两种时间段，其中，t1为参考调制波幅值u
ref
＝1时对应的时刻，t表示时间；t表示一个调制周期。
[0102]
类似地当1≤u
ref
≤2时，高电平是v
dc
电平，低电平是0.5v
dc
电平。其它情况以此类推。
[0103]
基于前文分析可知，当0≤u
ref
≤1时高电平是0.5v
dc
电平，低电平是0电平。电容c1在高电平0.5v
dc
电平作用期间会流过逆变器输出的母线电流而处于放电状态，电容c1的电压降低。这时可在低电平0电平作用期间利用电容主动充电过程提升电容c1的电压。因此当0≤u
ref
≤1时，电容c1的放电时长小于一个开关周期。
[0104]
当1≤u
ref
≤2时，高电平是v
dc
电平(即升压模式c)，低电平是0.5v
dc
电平(即升压模式b)。电容c1在低电平0.5v
dc
电平作用期间会流过母线电流而处于放电状态，电容c1的电压降低。这时可在高电平v
dc
电平作用期间利用电容主动充电过程提升电容c1的电压。因此当1≤u
ref
≤2时，电容c1的放电时长是小于一个开关周期的。
[0105]
当2≤u
ref
≤3时，高电平是1.5v
dc
电平(升压模式d)，低电平是v
dc
电平(升压模式c)。电容c1在高电平1.5v
dc
电平作用期间会流过母线电流而处于放电状态，电容c1的电压降低。这时可在低电平v
dc
电平作用期间利用电容主动充电过程提升电容c1的电压。因此当2≤u
ref
≤3时，电容c1的放电时长是小于一个开关周期的。
[0106]
当3≤u
ref
≤4时，高电平是2v
dc
电平(升压模式e)，低电平是1.5v
dc
电平(升压模式d)。电容c1以及电容c2在高电平2v
dc
电平作用期间均处于放电状态，两个电容的电压均会下降。电容c1在低电平1.5v
dc
电平作用期间也处于放电状态低。仅有电容c2在低电平1.5v
dc
电平作用期间能够利用电容主动充电过程完成电能的补充，提升电容c2的电压。而电容c1在整个过程中只能一直处于放电状态。因此，当3≤u
ref
≤4时，电容c2的放电时长是小于一个开关周期的，但电容c1的放电时长比一个开关周期要长的多。因而，电容c1的电压会有较大幅度的跌落，若要维持电容c1电压的稳定则需要较大的电容容量。这就是原先的调制策略最主要的问题所在。
[0107]
另外，在u
ref
≈1时，一个开关周期内有低电平0电平或者高电平v
dc
电平，电容c1能利用电容主动充电过程来补充电能。但是依据脉冲宽度调制技术的基本原理，在u
ref
≈1时低电平0电平或者高电平v
dc
电平在一个开关周期内的作用时间比较短，来不及将电容c1的电压充电至额定电压。这样，还是会使得电容c1的电压产生一定程度上的跌落。同理，在u
ref
≈3时也存在相应的问题，低电平v
dc
电平的在一个开关周期内作用时间比较短，来不及将电容c1的电压充电至额定电压。这样，还是会使得电容c1的电压产生一定程度上的跌落。
[0108]
负半周期时分析过程与正半周期类似，这里不再详细展开。根据对称性，可以分析得到，当-4≤u
ref
≤-3时，电容c1的放电时长是小于一个开关周期的，但电容c2的放电时长比一个开关周期要长的多，电容c2的电压会有较大幅度的跌落。在u
ref
≈-1与u
ref
≈-3时存在电容充电时间比较短，来不及将电容c2的电压充电至额定电压的问题。
[0109]
为了较好地解决这些问题，本发明提出一种新的podpwm调制方法，正半周期的波形如图5所示。首先解决的问题是正半周期中当3≤u
ref
≤4时(对应于图中的调制时间在t3至0.25t之间，其中，t3为参考调制波幅值u
ref
＝3时对应的时刻)，由于电容c1一直处于放电状态，电压有较大的跌落。但考虑到在输出v
dc
电平时能利用电容主动充电过程给电容c1补充电能，因此可以在这段时间内相应的开关周期中引入v
dc
电平作为低电平。为了让电压更低的电容优先得到电能补充，在一个开关周期内低电平u
down
由以下表达式决定：
[0110]
当3≤u
ref
≤4时，记在一个开关周期内低电平u
down
为：
[0111][0112]
即，当uc1＜uc2时，采用v
dc
作为低电平，电容c1会在低电平v
dc
电平的作用期间利用电容主动充电过程来补充电能，其中，u
c1
、u
c2
分别为电容c1、电容c2的电压；即采用升压模式c与升压模式e进行切换；此时，v
dc
电平会被作为低电平，电容c1会在低电平v
dc
电平的作用期间利用电容主动充电过程来补充电能。当u
c1
≥u
c2
时，1.5v
dc
电平会被采用作为低电平，电容c2会在低电平1.5v
dc
电平的作用期间利用电容主动充电过程来补充电能；即采用升压模式d与升压模式e进行切换。
[0113]
因此，按照式(3-2)选择低电平可以做到让最需要充电的电容能够优先利用电容主动充电过程来及时补充电能。因此就避免了电容长时间处于放电状态，造成电压跌落较大。负半周期中当-4≤u
ref
≤-3时处理与正半周期类似，当u
c1
≤u
c2
时，采用-v
dc
作为低电平，即控制升压模式h与升压模式j之间进行切换；当u
c1
＞u
c2
时，采用-1.5v
dc
作为低电平，即控制升压模式i与升压模式j之间进行切换，可避免电容c2一直处于放电状态，电压有较大的跌落：
[0114]
即当-4≤u
ref
≤-3，在一个开关周期内低电平u
down
为：
[0115][0116]
从而解决了现有podpwm调制方法在3≤u
ref
≤4及-4≤u
ref
≤-3时存在的技术问题。即在t
3-δt2＜t＜t3调制时间段内，当u
c1
＜u
c2
时，采用升压模式c与升压模式e进行切换，引入v
dc
电平为电容c1充电；当u
c1
≥u
c2
时，采用升压模式d与升压模式e进行切换，电容c2会在低电平矢量1.5v
dc
电平的作用期间利用电容主动充电过程来补充电能。
[0117]
在u
ref
≈1，即对应的调制时间段为t
1-δt1＜t＜t1 δt1，其中，t1为参考调制波幅值u
ref
＝1时对应的时刻，δt1的值根据电容的充放电平衡选择。本实施例中，取δt1＝0.4％t，即取对应的时段为t
1-0.4％t《t《t1 0.4％t时，本发明中的调制方法摒弃原先的0.5v
dc
电平，采用v
dc
电平作为高电平，0电平作为低电平来代替。这样一个开关周期内无论是高电平v
dc
电平的作用时间，还是低电平0电平的作用时间，都能利用电容主动充电过程用来给电容c1补充电能。u
ref
≈3且u
ref
《3，即对应的调制时间段为t
3-δt2＜t＜t3，其中，t3为参考调制波幅值u
ref
＝3时对应的时刻，δt2的值根据电容的充放电平衡选择，本实施例中，取δt2＝0.5％t，即对应的时段为t
3-0.5％t《t《t3时(由于u
ref
≈3且u
ref
》3，即t3《t《t3 0.5％t时段包含在3≤u
ref
≤4时段内，前文已采取解决该时段电容电压跌落的相应方法，故这里不再包含t3《t《t3 0.5％t时段)，采用2v
dc
电平来替代部分原先的1.5v
dc
电平作为高电平。这样做的原因是高电平2v
dc
电平，低电平v
dc
电平的选择方式在u
ref
接近3时低电平v
dc
电平的作用时间接近一半的开关周期，有足够的时间将电容c1的电压充电至额定电压。不过高电平2v
dc
电平的采用，也会使得电容c2的电压有跌落。因此，在u
ref
接近3但没超过3的这段时间内，高电平u
up
由以下表达式决定：
[0118][0119]
即，在调制时间段为t
3-δt2＜t＜t3内，当u
c1
《u
c2
时，控制工作模式在升压模式c和升压模式e之间切换；当u
c1
≥u
c2
时，控制工作模式在升压模式c和升压模式d之间切换。
[0120]
这样当u
c1
《u
c2
时2v
dc
电平会被采用作为高电平。电容c1会在低电平v
dc
电平的作用期间利用电容主动充电过程来补充电能。当u
c1
≥u
c2
时1.5v
dc
电平会被采用作为高电平。电容c2会在高电平1.5v
dc
电平的作用期间利用电容主动充电过程来补充电能。电压更低的电容能够优先得到电能补充。负半周期时相关处理方法与正半周期相似。
[0121]
即，本发明提供的调制方法，包括：
[0122]
在0≤t≤t
1-δt1调制时间段内，采用pwm调制原理，控制逆变器在升压模式a和升压模式b之间切换；其中，t1为参考调制波幅值u
ref
＝1时对应的时刻，t表示时间；
[0123]
在t
1-δt1＜t＜t1 δt1调制时间段内，采用pwm调制原理，控制逆变器在升压模式a和升压模式c之间切换；
[0124]
在t1 δt1≤t＜t2调制时间段内，控制逆变器在升压模式b和升压模式c之间切换；其中，t2为参考调制波幅值u
ref
＝2时对应的时刻；
[0125]
在t2≤t≤t
3-δt2调制时间段内，控制逆变器在升压模式c和升压模式d之间切换；其中，t3为参考调制波幅值u
ref
＝3时对应的时刻；
[0126]
在t
3-δt2＜t＜t3调制时间段内，当u
c1
≥u
c2
时，控制工作模式在升压模式c和升压模式d之间切换；当u
c1
《u
c2
时，控制工作模式在升压模式c和升压模式e之间切换；
[0127]
在t3≤t＜t4调制时间段内，当u
c1
≥u
c2
时，控制逆变器在升压模式d与升压模式e进行切换；当u
c1
《u
c2
时，控制逆变器在升压模式c与升压模式e进行切换；其中，t4为参考调制波幅值u
ref
＝3时对应的时刻且t4＞0.25t；
[0128]
在t4≤t≤t4 δt3调制时间段内，当u
c1
≥u
c2
时，控制工作模式在升压模式c和升压模式d之间切换；当u
c1
《u
c2
时，控制工作模式在升压模式c和升压模式e之间切换；
[0129]
在t4 δt3＜t≤t5调制时间段内，控制逆变器在升压模式c和升压模式d之间切换；其中，t5为参考调制波幅值u
ref
＝2时对应的时刻且t5＞0.25t；
[0130]
在t5＜t≤t
6-δt4调制时间段内，控制逆变器在升压模式b和升压模式c之间切换；其中，t6为参考调制波幅值u
ref
＝1时对应的时刻且t6＞0.25t；
[0131]
在t
6-δt4＜t＜t6 δt4调制时间段内，控制逆变器在升压模式a和升压模式c之间切换；
[0132]
在t6 δt4≤t≤t7调制时间段内，控制逆变器在升压模式a和升压模式b之间切换；其中，t7为参考调制波幅值u
ref
＝0时对应的时刻且t7＞0.25t；
[0133]
在t7＜t≤t
8-δt5调制时间段内，控制逆变器在升压模式f和升压模式g之间切换；其中，t8为参考调制波幅值u
ref
＝-1时对应的时刻，t为时间；
[0134]
在t
8-δt5＜t＜t8 δt5调制时间段内，控制逆变器在升压模式f和升压模式h之间切换；
[0135]
在t8 δt5≤t＜t9调制时间段内，控制逆变器在升压模式g和升压模式h之间切换；其中，t9为参考调制波幅值u
ref
＝-2时对应的时刻；
[0136]
在t9≤t≤t
10-δt6调制时间段内，控制逆变器在升压模式h和升压模式i之间切换；其中，t
10
为参考调制波幅值u
ref
＝-3时对应的时刻；
[0137]
在t
10-δt6＜t＜t
10
调制时间段内，当u
c1
≥u
c2
时，控制工作模式在升压模式h和升压模式j之间切换；当u
c1
《u
c2
时，控制工作模式在升压模式h和升压模式i之间切换；
[0138]
在t
10
≤t＜t
11
调制时间段内，当u
c1
≥u
c2
时，控制逆变器在升压模式h与升压模式j进行切换；当u
c1
《u
c2
时，控制逆变器在升压模式i与升压模式j进行切换；其中，t
11
为参考调制波幅值u
ref
＝-3时对应的时刻且t
11
＞0.75t；
[0139]
在t
11
≤t≤t
11
δt7调制时间段内，当u
c1
≥u
c2
时，控制工作模式在升压模式h和升压模式j之间切换；当u
c1
《u
c2
时，控制工作模式在升压模式h和升压模式i之间切换；
[0140]
在t
11
δt7＜t≤t
12
调制时间段内，控制逆变器在升压模式h和升压模式i之间切换；其中，t
12
为参考调制波幅值u
ref
＝2时对应的时刻且t
12
＞0.75t；
[0141]
在t
12
＜t≤t
13-δt8调制时间段内，控制逆变器在升压模式g和升压模式h之间切换；其中，t
13
为参考调制波幅值u
ref
＝1时对应的时刻且t
13
＞0.75t；
[0142]
在t
13-δt8＜t＜t
13
δt8调制时间段内，控制逆变器在升压模式f和升压模式h之间切换；
[0143]
在t
13
δt8≤t≤t调制时间段内，控制逆变器在升压模式f和升压模式g之间切换；t为调制参考波的调制周期；
[0144]
其中，根据电容的充放电平衡，选择δt1、δt2、δt3、δt4、δt5、δt6、、δt7、δt8的值，0＜t1＜t2＜t3＜t4＜t5＜t6＜t7＜t8＜t9＜t
10
＜t
11
＜t
12
＜t
13
＜t；其中，u
c1
、u
c2
分别为电容c1、电容c2的电压。
[0145]
由于参考调制波为正弦调制波，在正半周期内，调制方式关于0.25t左右对称，在整个调制周期内，调制方式关于0.5t中心对称。在不同的调制时间段内，均采用pwm调制原理，控制逆变器在不同升压模式之间切换。
[0146]
总而言之，基于本发明提出的逆变器拓扑结构，配合这种独特的充电方式，本逆变器拓扑里所有的电容都避免了长时间处于放电状态，电容电压的波动有了较大幅度的降
低。换而言之，在电容电压波动幅度相同时，本发明的逆变器拓扑结构配合改进的新型调制方式可大大降低所需要的电容容量。
[0147]
为了验证本发明调制方法的可行性与有效性，本实施例中，搭建软件仿真平台进行测试。相关参数为：电容额定电压un为50v，电压增益a
boost
＝2，电容c1、c2的容量均为100μf，电感lr为10μh，负载为40ω 100mh，滤波电感lf为4mh，滤波电容cf为40μf，开关频率fs为20khz，输出电压频率f为50hz。
[0148]
仿真结果如图6中的(a)-(c)与图7中的(a)、(b)所示。考虑到滤波器的存在，负载两端的输出电压uo和负载电流io的波形都是质量较高的正弦波。由于是阻感性负载，输出电流的相位相较于输出电压的相位有一定滞后。设计的单相拓扑与改进的调制方法互相配合，使得电容c1和电容c2在电压跌落时能够得到及时的充电。虽然电容容量仅仅只有100μf，但两个电容电压u
c1
与u
c2
的波动仍然较小。
[0149]
由以上分析与仿真结果可知，本发明提出的开关电容多电平逆变器可以较少的开关管与电容器件实现九电平电压输出，输出电压电平最高为输入电压的两倍，具备升压能力，且此时所有电容都串联参与了升压过程，电容电压利用率为100％，适用于如光伏等新能源发电领域。该逆变器还允许其中的2个电容分别通过限流电感进行独立地充电，从而消除了部分同类型逆变器中电容串联充电而引起的电容电压不平衡的问题，提高了逆变器的运行稳定性与输出电压波形质量；由于充电限流电感的存在，电容充电电流实现了大小可控调节，在对电容充电时，可在自由限制充电回路电流峰值大小的前提下实现电容快速充电，降低了充电回路开关管电流应力大小。
[0150]
最重要的是配合本发明提供的调制方式，逆变器中的电容能实现持续高频充电，极大的降低了所需的电容容量，仅为同类型同功率逆变器所需电容容量的5％以下；因此，本逆变器还可极大减小所需电容的容量与体积，降低成本的同时提高了逆变器的功率密度。
[0151]
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。