雷达检测成像系统及其输电线路电晕放电监测方法与流程

1.本发明涉及雷达监测技术领域，具体涉及一种雷达检测成像系统及其输电线路电晕放电监测方法。


背景技术：

2.输电线路作为电网的重要组成部分，其运行状态关系到电网的运行安全。随着我国国民经济的发展，电力需求不断攀升，电网规模逐步扩大，对输电线路巡线、安全防范等工作难度也越来越大。因此，利用雷达成像技术来实现在恶劣环境下，如结冰、自然火灾的情况下对输电线路进行监测。
3.雷达，作为20世纪伟大的发明之一，经过将近一个世纪的发展，无论是在军用上还是民用上，都有蓬勃的生命力，且被广泛应用，为国防和人民生活都带来了无数的便利和贡献。但其实我们所熟知的“雷达”并不是一个本土词汇，是用英文radar的发音音译过来的，这个词汇所代表的的原本意思是“无线电波的探测和测距”，从这里不难看出，雷达最大的作用就是用于目标的探测，也就是通过无线电去观测并发现目标，之后再具体测定它们所处的位置，因此通常也把雷达叫做“无线电定位”。而随着这么些年的发展，它不仅仅用来测量特定目标的距离和方位，还可以测量目标的俯仰角和速度，从而对目标进行更精确的捕捉定位。在十九世纪八十年代，无线电波发射后遇到物体阻拦会发生反射的现象就被德国的一位物理学家heinrich hertz所发现。在二十世纪二十年代，美国的研究人员在经过试验后发现雷达能够对海上的船舶进行探测并测距，而就在几年之后，另一位研究人员则发现不仅能够探测船舶，也能对飞机进行探测。在科研人员经过对雷达的深入研究，于1934年提交了一项专利并审批通过，即“连续波雷达”，自此开始，连续波雷达通过不断的创新和发展，直到今天也依旧应用在人们生活的方方面面。
4.从二十世纪七八十年代开始，人们对于调频连续波雷达的重视日趋加大，从而全面推进了对调频连续波雷达理论的全面研究。对调频连续波雷达的一些基础经典理论进行了深入且广泛的研究，这其中包括如分辨率和模糊函数等，并将这些研究结果应用在科学研究或生产生活中，如气象观测等。
5.现有的利用雷达技术来对输电线线路进行探测的过程中，在产生三角波时，并不能通过数字可编程的方式来实时控制波形的产生及变换，并且需要很多的辅助电路来帮助其产生我们所需的信号波形，这就大大增加了设计的难度和复杂。


技术实现要素：

6.本发明的目的在于提供一种雷达检测成像系统及其输电线路电晕放电监测方法，以能更好地适用于恶劣环境(如结冰情况)、应急通信下的健康监测，以及高电压线之间的放电干扰检测。
7.本发明解决上述技术问题的技术方案如下：
8.本发明提供一种雷达检测成像系统，所述雷达检测成像系统包括：
9.射频前端部分：所述射频前端部分用于产生初始信号、对所述初始信号进行相关处理后生成向检测目标发射的发射信号、接收所述检测目标产生的反馈信号、对所述反馈信号进行相关处理后生成差频信号，并将所述差频信号传输至信号处理部分；
10.信号处理部分：所述信号处理部分用于获取所述差频信号，并对所述差频信号进行信号处理，以得到信号处理结果；
11.目标成像部分：所述目标成像部分用于获取所述信号处理结果，并根据所述信号处理结果生成所述目标的可视化图像。
12.可选择地，所述射频前端部分包括信号源、发射天线、接收天线、第一放大滤波器、第一混频电路、第二放大滤波器和第二混频电路；
13.所述信号源用于产生初始信号，并将所述初始信号传输至所述第一混频电路，所述第一混频电路用于接收所述初始信号和本振信号，并将所述初始信号和所述本振信号做混频处理后传输至所述第一放大滤波器，所述第一放大滤波器用于接收第一混频处理结果，并对所述第一混频处理结果进行放大滤波处理，以生成发射信号，并通过发射天线将所述发射信号传输至所述检测目标；
14.所述检测目标用于获取所述发射信号并生成反馈信号，所述接收天线用于接收所述反馈信号，并将所述反馈信号传输至所述第二混频电路，所述第二混频电路用于接收所述反馈信号和本振信号，并将所述反馈信号和所述本振信号做混频处理后传输至所述第二放大滤波器，所述第二放大滤波器用于接收第二混频滤波结果，并对所述第二混频滤波结果进行放大滤波处理，以生成差频信号，并将所述差频信号传输至信号处理部分。
15.可选择地，所述信号处理部分包括ad采样电路和信号处理电路，所述ad采样电路用于获取所述差频信号，并将所述差频信号传输至所述信号处理电路，所述信号处理电路用于对所述差频信号进行信号处理，以得到信号处理结果。
16.本发明还提供一种基于上述的雷达检测成像系统的输电线路电晕放电监测方法，所述输电线路电晕放电监测方法包括：
17.s1：控制所述射频前端部分向所述检测目标发射所述发射信号；
18.s2：接收所述反馈信号；
19.s3：对所述反馈信号进行数据处理，得到差频信号；
20.s4：对所述差频信号进行信号处理操作，得到信号处理结果，其中，所述数据处理结果包括所述检测目标的距离信息、方位信息以及速度信息；
21.s5：根据所述信号处理结果，对输电线电晕放电引起的振动进行成像探测，得到输电线路电晕放电点。
22.可选择地，所述步骤s4中，对所述差频信号进行信号处理包括：
23.对所述差频信号进行加窗处理，得到加窗处理结果；
24.对所述加窗处理结果进行离散傅里叶变换处理。
25.可选择地，利用矩形窗函数对所述差频信号进行加窗处理。
26.可选择地，所述步骤s5包括：
27.利用恒虚警检测器检测判断所述信号处理结果是否为目标结果，若是，探测所述信号处理结果中引起输电线电晕放电引起的振动的输电线路电晕放电点。
28.可选择地，所述恒虚警检测器包括
29.比较器，
30.待检单元，
31.关于所述待检单元对称设置的两组单元组，每组单元组包括相邻设置的参考单元和保护单元，所述保护单元靠近所述待检单元设置，
32.所述参考单元得到的求和平均用于得到背景噪声的功率大小，所述背景噪声功率用于与门限因子相乘，以得到探测门限；
33.所述比较器用于对所述探测门限与所述待检单元所接受到的信号处理结果进行比较，以此判断在目标距离，输出比较结果。
34.本发明具有以下有益效果：
35.(1)采用fmcw雷达来实现探测与成像的功能，保证发射机低功率的前提下，也能保证其接收机有较高的灵敏度。且拥有较好的距离分辨率，适合在远距离，恶劣环境下对输电电路进行探测成像。
36.(2)提出并设计出基于芯片ad9914设计的信号源方案。有效地实现成像雷达新的独立性、高度集成性、可编程化和对测试要求的特殊性。而为了有效实现目标探测，提高探测分辨率，选取该芯片的工作模式为线性调频工作模式，使其在0.3-1.2ghz频率范围内进行线性调频输出，然后和lmx2572锁相环的点频信号2.696ghz进行混频，使其输出雷达发射所要求的3-3.8ghz范围内的线性调频信号，之后分别设计了混频发射部分和接收部分。并对发射信号进行频谱分析，可以看到经过信号源和混频部分发射的信号完全符合设计的预期，并且整体系统的设计是可以集成到一个盒子里，极大增强了系统的独立性和便携性。
37.(3)在信号处理与成像的步骤中分别引入了加窗技术与恒虚警cfar机制。既加强了对于回传弱信号的目标的检测能力。同时确保了雷达探测能力的高效性以及对于目标测量的准确性。适应在复杂环境下进行测试。
附图说明
38.图1是本发明的fmcw雷达整体结构图
39.图2是本发明的ad9914的内部框图；
40.图3是本发明的ad9914的原理图；
41.图4是本发明的hmc8200的功能框图；
42.图5是本发明的hmc8200的原理图；
43.图6是本发明接收端射频链路图；
44.图7是本发明hmc1800功能框图；
45.图8是本发明hmc8100原理图；
46.图9是本发明窗函数加入前后回波信号对比图；
47.图10为本发明输电线路电晕放电监测方法的流程图；
48.图11是本发明恒虚警检测器处理过程示意图；
49.图12是本发明恒虚警检测器的结构示意图。
具体实施方式
50.以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并
非用于限定本发明的范围。
51.实施例
52.本发明提供一种雷达检测成像系统，参考图1所示，所述雷达检测成像系统包括：
53.射频前端部分：所述射频前端部分用于产生初始信号、对所述初始信号进行相关处理后生成向检测目标发射的发射信号、接收所述检测目标产生的反馈信号、对所述反馈信号进行相关处理后生成差频信号，并将所述差频信号传输至信号处理部分；
54.信号处理部分：所述信号处理部分用于获取所述差频信号，并对所述差频信号进行信号处理，以得到信号处理结果；
55.目标成像部分：所述目标成像部分用于获取所述信号处理结果，并根据所述信号处理结果生成所述目标的可视化图像。
56.可选择地，所述射频前端部分包括信号源、发射天线、接收天线、第一放大滤波器、第一混频电路、第二放大滤波器和第二混频电路；
57.所述信号源用于产生初始信号，并将所述初始信号传输至所述第一混频电路。本发明信号源采用能够产生三角波的ad9914芯片。ad9914是一种直接数字合成器(dds)，具有12位dac，并采用先进的dds技术，结合芯片内部的高速、高性能dac，形成了一种数字可编程并完整的频率合成器，能够以高达1.4ghz的频率生成频率捷变的模拟输出波形。除此之外，ad9914也支持快速跳频和微调分辨率，64位可使用可编程模模式，可以在后期使用软件来控制整个电路。ad9914还提供快速相位和振幅跳频功能。频率调谐和控制字通过串行或并行输入/输出端口加载到芯片中。它还支持用户定义的线性扫描操作模式，用于生成频率、相位或振幅的线性扫描波形。包括一个高速、32位并行数据输入端口，通过以上功能可以实现极性调制方案的高数据速率和相位、频率和振幅调谐字的快速重新编程。
58.ad9914中最重要的就是dds模块和输入模块。dds模块生成参考信号，而此参考信号的参数(频率、相位和振幅)则应用于dds的频率、相位偏移和振幅控制输入。从图2可以看出，ad9914的输出频率f
out
由dds频率控制输入端的频率调谐字(ftw)控制。f
out
、ftw和系统时钟频率f
sysclk
之间的关系如下所示：
[0059][0060]
其中ftw是一个32位整数，其值范围为0到2147483647(2
32-1)，表示整个32位范围的下半部分。通过求解ftw，可以找到生成所需的f
out
值所需的ftw：
[0061][0062]
其中，round(x)函数将参数(x的值)舍入为最接近的整数。这是必需的，因为ftw被约束为整数值。例如，当f
out
＝41mhz，而系统时钟频率f
sysclk
＝122.88mhz时，所得到的ftw就应该是1433053867。
[0063]
在ad9914中，信号输出是在12bit的dac模块。ad9914集成了一个12位的基于电流输出的dac。输出电流通过两个输出端口作为平衡信号进行传输。平衡输出的使用在一定程度上减少了dac输出中存在的共模噪声的问题，也就是相当于提高了信噪比。连接在dac_rset引脚和agnd之间的外部电阻器(r组)建立了参考电流，而r
set
的参考建议值为3.3kω。
[0064]
在ad9914中是通过输入引脚来产生内部系统时钟sys_clk信号(即dac采样时钟)。ref_clk输入可直接从差分或单端电源驱动来获取，而在本论文的实现中，是采用差分输入的方式来获得输入信号。由于ad9914是可编程的芯片，所以输入输出之间的关系是可以通过编程动态改变的。在可编程模式下，信号的频率方程为：
[0065]
f0＝(fs)(ftw a/b)/2
32
[0066]
其中f0/fs《1/2，0≤ftw《2
32
，2≤b≤2
32-1和a《b。要确定ftw、a和b的可编程模式下寄存器值，用户必须首先将f0/fs定义为相对质数m/n的比率。也就是说，将f0和fs转换为整数m和n后，将分数m/n减少到最低项。然后，将m
×232
除以n。此除法运算的整数部分就是ftw的值(该值是存储在寄存器0x04[31:0])。此除法运算的余数y为
[0067]
y＝(2
32
×
m)-(ftw
×
n)
[0068]
y的值有助于通过取分数y/n并将其减至最低项来确定a和b。在这之后，将分数化简后的分子是a(存储在寄存器0x06[31:0])，分母是b(存储在寄存器0x05[31:0])。例如，使用1ghz系统时钟精确合成300mhz是不可能使用标准dds生成的。然而，可以使用如下所示的可编程模数来解决这个问题。
[0069]
首先，将f0/fs表示为整数的比率300000000/1000000000，将这一比例约分化简到最最简单的就变成了3/10；因此，m＝3，n＝10。ftw是m
×232
/n，也就是3
×232
/10的整数部分，即1288490188(这是32位十六进制表示法中的0x4ccccc)。3
×232
/10的余数y为(2
32
×
3)-(1288490188
×
10)，即8。因此，y/n为8/10，这将减少到4/5。因此，a＝4和b＝5(分别为32位十六进制表示法中的0x00000004和0x00000005)。使用上面计算出的ftw、a和b的这些值对ad9914进行编程，输出频率正好是系统时钟频率的3/10。这就实现了ad9914的动态可编程的改变输入输出之间的关系。而在本篇论文中，由于雷达发射信号的频率为3.2ghz，接收通道的本振信号为3.06ghz，当ad9914的输出信号进入混频器混频以后，会携带很小一部分的ad9914的输入信号，所以为了不影响雷达发射信号和本振信号，要将该输入信号的频率与另外两个信号的频率相差大一点，方便进行滤波，又因为ad9914需要高频信号进行驱动，所以在本文中，ad9914的输入信号频率是3.72ghz。信号产生部分的实际电路原理图如附图3所示。
[0070]
实际上，ad9914虽然作为一个数字可编程化芯片非常适合作为信号源发生器来生成信号，但是该芯片本身生成的信号频率并不适合在电塔这样需要大范围功率的监测的环境，因此直接生成的信号不适合用作雷达的发射信号，故需要对这一信号进行混频，上变频到较高频率后再经由雷达发射出去。而在混频后，可能会存在其他的杂波，故需要对这一部分的信号进行滤波，并对有用的信号进行放大才能实现较好的结果。
[0071]
所述第一混频电路用于接收所述初始信号和本振信号，并将所述初始信号和所述本振信号做混频处理后传输至所述第一放大滤波器，所述第一放大滤波器用于接收第一混频处理结果，并对所述第一混频处理结果进行放大滤波处理，以生成发射信号，并通过发射天线将所述发射信号传输至所述检测目标；
[0072]
为了尽可能减小该发明所占用的硬件空间，本发明将第一混频电路和第一放大滤波器的功能集成到一块小型的板子上。而本发明中雷达的发射信号频率是3.2ghz，功率是10db，所以需要一块高度集成的中频发射机芯片，因此所采用的是hmc8200，如附图4所示。
[0073]
hmc8200是一种高度集成的中频(if)发射机芯片，可在其输出端将300mhz至
400mhz中频输入信号转换为800mhz至4000mhz单端射频(rf)信号。中频输入功率范围为-31dbm至 4dbm，hmc8200以1db的步长提供35db的数字增益控制，模拟电压增益放大器(vga)连续控制发射机输出功率-20dbm到 5dbm，所以完全符合对于输入输出的需求。
[0074]
表1hmc8200部分引脚功能描述
[0075]
引脚编号功能1串行数据输入2spi数字电源(3.3v)3spi复位，连接至高电平，以进行正常的工作6数字可变增益放大器的电源(3.3v)9发射(tx)中频输入端口，该引脚与50ω匹配18芯片的输出端口24,25包络检测器输出28,29本地振荡器输入，这些引脚是交流耦合的。
[0076]
从表1中可以看出，hmc8200有两个输入端，分别是发射的中频信号输入和本地振荡器输入端口，混频部分实现的功能就是将这个端口输入的信号进行变频，输出端得到3.2ghz的发射信号。hmc8200的基带差分输入将中频信号直接送入混频器，混频器将中频信号和本振信号进行混频。本地振荡器端口可以通过lo_n或lo_p单端驱动，也可以通过lo_n和lo_p组合差分驱动。而在此次设计中，本振信号是由锁相环pll提供，是单端输出，所以在这里采用通过lo_p单端驱动。如果驱动本地振荡器端口，则会差分地提高本振对射频的抑制。混频之后就将中频转换为射频，在这之后就是到放大器。接下来，已经经过放大的射频信号从芯片馈送到低通滤波器进行滤波。滤波器之后路径反馈到电压控制的可变增益放大器(vga)。vga的输出驱动一个最终的放大器，这个放大器就是设备的输出。在最后一个放大器的输出端连接一个射频日志探测器，主要是用来监控hmc8200的输出功率。经由hmc8200芯片处理并输出的信号，频率为3.2ghz 5mhz，功率为10db，此信号经由雷达发射出去，碰到目标再进行返回。附图5中可以看出，左下角的是ad9914产生的中频信号，当作hmc8200的中频输入，右上角29引脚的2572是产生hmc8200所需的本振信号，右边的18引脚就是芯片的输出端口。由于发射信号的频率为3.2ghz，需要对输入的中频信号和本振信号进行混频从而产生3.2ghz的信号，而hmc8200的中频输入频率范围为200mhz到700mhz，射频输入频率范围为800mhz到4000mhz，所以在对信号频率进行综合考虑并结合芯片的实际情况，本文采用lmx2572来生成2696mhz的本振信号，所以ad9914的输出信号应该为504mhz，这两者混频就产生了我们所需要的3.2ghz的信号。而9914的差分输入频率为3.72ghz，就算泄露到hmc8200这里，也由于频率相差很多，可以轻易的通过滤波器滤掉，所以这些信号的频率选择是行得通的。
[0077]
所述检测目标用于获取所述发射信号并生成反馈信号，所述接收天线用于接收所述反馈信号，并将所述反馈信号传输至所述第二混频电路，所述第二混频电路用于接收所述反馈信号和本振信号，并将所述反馈信号和所述本振信号做混频处理后传输至所述第二放大滤波器，所述第二放大滤波器用于接收第二混频滤波结果，并对所述第二混频滤波结果进行放大滤波处理，以生成差频信号，并将所述差频信号传输至信号处理部分。
[0078]
这部分相当于对接收机进行设计和选型。对于接收机的设计，首先考虑到的是雷
达接收到的信号，主要包括这几部分：一是发射信号碰到目标后反射回来的有用的回波，二是雷达本身所存在的一些噪声信号，三是周围环境中比如建筑物、云雨或其他干扰所产生的杂波，四是由雷达发射机端泄露过来的信号。正是由于以上的信号存在，所以接收机也需要存在滤波、混频、放大等流程。而本发明中所用的雷达，其雷达接收端采用的是三通道，分别是接收和通道、方位差通道和俯仰差通道，所以为了满足这一要求，在射频板上也需要设计成三通道，附图6就是接收端的射频链路图。
[0079]
射频电路从雷达的接收端接收三通道的信号，分别经过一系列的放大、滤波、衰减和混频等步骤，就可以将输入的目标回波射频信号转换为我们想要的中频信号输出。而在右下角，有一个接收支路控制，分别为stc和agc，主要功能分别是：stc灵敏度时间控制是为了获得最佳的接收灵敏度，系统采取可变衰减0-31db，其分布在射频接收混频器的前级，目的是进行灵敏度时间控制，根据系统的探测距离远近，进行系统的增益调制，使其工作在线性状态；而agc控制是为了有效解算出方位和俯仰角度信息，满足不同接收信号电平情况下对角度信息的提取，系统需要对和支路、方位差支路、俯仰差支路进行增益控制，这里采取在和支路取样，同时控制和支路、方位差支路、俯仰差支路的方法。考虑到探测距离等指标的需要，系统可获得96db的自动增益控制，在此放大器中，通过可编程控制，可独立设置agc的自动增益控制范围及增益控制拐点的数值，使其获得最佳的系统性能参数。
[0080]
由于发射信号是3.2ghz，故目标回波信号的频率也是3.2ghz，所以需要一块输入射频信号的频率范围包含此频率，而后面信号采样部分所需的信号频率为140mhz，所以接收端的输出信号为140mhz，基于以上的这些考虑，接收机芯片采用的是hmc8100。其基本功能框图请参见附图7。
[0081]
hmc8100将射频(rf)转换为其输出的单端中频信号，其内部有源增益电路(agc)能够通过spi控制主动调平中频输出功率。hmc8100的增益控制可以通过vc_vga_rf和vc_vga_if引脚外部控制，电压范围从3.3v(最小衰减)到0v(最大衰减)。利用一个输入低噪声放大器(lna)级联一个可变增益放大器(vga)，既可以由内部agc控制，也可以由外部电压控制，将rf信号提供给混频器。本振端口可以通过lon单端驱动，也可以通过lon和lop的组合差分驱动。然后将射频转换为中频，中频可以通过基带差分输出从芯片馈送，也可以馈送到芯片上的可编程带通滤波器。可编程带通滤波器具有调整中心频率的能力。本文ad部分所需的信号频率为140mhz，所以将滤波器的中心频率设置为140mhz。也可以使用外部滤波器，外部滤波器这一选项可用来选择芯片上不可用的其他滤波器带宽。来自混频器的外部滤波器路径馈入具有差分输出的放大器。外部滤波器的输出可以反馈到芯片中，然后再连接到另一个放大器。vga紧跟在带通滤波器之后。通过agc或外部电压控制if vga。可变增益放大器的输出为装置的输出。附图8就是根据以上原理设计出来的整体电路原理图。
[0082]
这部分的信号流程主要是，在右下角，接收到3.2ghz的回波信号，先经过一个开关，这个开关的主要目的是为了不让接收模块和发射模块同时工作。因为当发射模块工作时，发射端会产生源源不断的3.2ghz的发射信号，如果此时接收模块也正常工作，那么接收端接收到的信号会有一大部分都直接来自于发射端，而不是我们想要的目标回波信号，为了消除两个端口的互相影响，当发射端工作时要让接收端停止，接收端工作时要让发射端停止，就在接收回波时设置一个开关以保证两者的不同时工作。经过开关的信号输入到hmc8100芯片中，此时右上角也输入3.06ghz的本振信号，此本振信号是由lmx2572生成的，
经过一分三的功分器，分别送到三个接收通道的本振信号输入端。
[0083]
此本振信号和输入信号在hmc8100中进行混频滤波和放大，在输出端输出信号，该信号经过控制开关，再到外接放大器，此放大器的增益为10dbm，最后，放大器输出的就是140mhz，功率为7db的中频信号，后续再将此信号输送给ad模块进行采样。
[0084]
可选择地，所述信号处理部分包括ad采样电路和信号处理电路，所述ad采样电路用于获取所述差频信号，并将所述差频信号传输至所述信号处理电路，所述信号处理电路用于对所述差频信号进行信号处理，以得到信号处理结果。
[0085]
这里，信号处理主要是从反馈信号中提取检测目标的距离、速度和方位等信息。
[0086]
通过前面的理论分析可知，基于三角波的fmcw成像雷达要想从目标的回波信号分析中提取出距离、速度和方位等信息，就需要对回波差频信号进行频率分析，而在信号处理的频谱分析中，一般都是采用fft来实现的。分辨率和频谱的主瓣宽度是有存在联系的，而频谱的主瓣宽度又在一定程度上取决于信号的采样时间和信号处理时所使用的窗函数。所以，在一定条件下，对于单目标探测，通过软件算法方面的改进就可以做到较高的测量精度，但是对于多目标，除了主瓣宽度，分辨率还要受到扫频带宽的影响，在这种条件下就达不到精度所要求达到的水平。在现实的实际处理过程中，为了着重处理频谱中我们所需要的比较重要的频谱段，一般会对这一部分进行放大，这样就可以使得这一部分区域相对于整段频谱来说，具有更高更好的精度和分辨率。
[0087]
而在本发明的信号处理步骤中，主要是对于接收端接收到的回波，在经过ad采样后再进行一系列的信号处理，具体可分为以下几个部分：
[0088]
(一)接收信号分析
[0089]
发射信号产生后经由雷达发射出去，信号遇到目标或其他物体后反射回来，此信号由雷达进行接收。在一般情况下，目标的移动速度v是远小于光速的，所以可以认定受到目标速度的影响只有信号的载频，其他的如信号的包络等受目标速度的影响可忽略不计，也就是说因目标移动而产生的多普勒效应仅仅包含多普勒频移，在一般情况下fd《《f0，故此得到接收信号的公式如下，其中正调制段的接收信号为：
[0090][0091]
负调制段的接收信号为：
[0092][0093]
其中，k为目标散射点的散射系数，τ(t)为接收信号相对于发射信号的延时，fd为多普勒频率。假设某时t的目标与雷达之间的距离为r0，径向速度为v，当目标朝雷达移动时速度方向为负，朝雷达远离时速度方向为负，c为光速，由此可得延时的表达式为：
[0094][0095]
多普勒频率为：
[0096]
[0097]
为了得到雷达的接收信号在调制频段内的数学公式，设fmcw雷达的三角波的调制周期为t，此信号的调制带宽为b，初始频率为f0，且时间t在[0,t]的范围内，由此可得在正调制频段内的表达式为：
[0098][0099]
在负调制频段内的表达式为：
[0100][0101]
(二)差频信号
[0102]
根据前面的理论介绍和硬件的设计，可以得知雷达的差频信号是由雷达接收到的目标回波信号和板子上产生的本振信号经由混频器进行混频后得到的。由此可知差频信号与接收信号相似，会被回波、环境或设备的噪声和一些杂波所影响。
[0103]
由接收信号在正负调制频段的表达式可知，差频信号在正调制频段的表达式为：
[0104][0105]
其中t∈(0,t/2)。
[0106]
而其在负调制频段的表达式为：
[0107][0108]
根据前文已知延时τ(t)与雷达到目标的距离r有如下关系：
[0109][0110][0111]
令其中的2v/c＝m：
[0112][0113]
综合上面的式子，可以得到差频信号在正调制频段的表达式为：
[0114][0115]
而差频信号在负调制频段的表达式为：
[0116][0117]
可以看出，差频信号的调频斜率为
±
2(km km2)，而且km km2近似于0，所以我们依然可以将此差频信号当成是正弦信号。
[0118]
而在通常情况下，m＝2v/c《《1，所以中心频率也可以表示为：
[0119]
[0120][0121]
(三)窗函数选择：
[0122]
当仅仅探测单目标时，可以从频谱图上较为方便的读出我们所需要的信息。然而，当我们需要同时对两个甚至多个目标进行探测时，如果这两个或者多个目标回波的差频信号的较为接近，而且这几个信号的能量相差较大，那么可能就会发生一种情况，即高能量信号在频谱中的旁瓣掩盖了低能量信号在频谱中的主瓣，这就导致了有些目标可能检测不出来。所以，当我们需要进行多目标的检测时，为了尽可能地取抑制我们所不想要的信号的副瓣，用来加大加强对于回传弱信号的目标的检测能力。所以在实际的操作中，我们通常会采用在a/d之后的数据，从中截取出一段数字，之后再对这段数字序列进行加权，也就是加上所说的窗函数，再进行离散傅里叶变换处理。而实验中所常用的窗函数以及基本参数如下表2所示。
[0123]
表2基本窗函数的相关参数比较
[0124]
窗函数第一副瓣衰减/db主瓣宽度/(π/n)矩形窗-134巴特列特窗-258汉宁窗-318汉明窗-418凯瑟窗-5712
[0125]
虽然加权处理可以有效遏制信号的频谱旁瓣，但有利有弊，那就是会在一定程度上损失信号的信噪比以及使信号的频谱分辨率变差。所以，在程序仿真中选择什么样的窗函数，要根据所处的场合的需要来进行选择，这也就是说要从对旁瓣的抑制情况、主瓣宽度、信号频谱分辨率的好坏、信噪比损失以及实现起来的难易程度等方面进行综合考虑。比如，如果高能量信号频谱与多个信号或弱信号的频谱相邻，那么就应该选择副瓣衰减较为明显的窗函数；如果对频谱分辨率有较高的要求，那么就应该选择主瓣宽度较小的窗函数。如附图9所示，主瓣所处的位置就是8000m，而此时旁瓣相对于主瓣衰减了大约12db，此时的旁瓣过大，当临近有一个弱信号的目标回波时，可能就会被这一旁瓣所遮掩而导致检测不到，所以需要对此旁瓣进行抑制。而在本发明中选取的是矩形窗，此时旁瓣相对于主瓣衰减了大约23db，旁瓣相比于未加窗时衰减了11db，但是主瓣也在一定程度上衰减了一点，同时也可以看到，主瓣宽度相比于未加窗时展宽了一些，这也说明了对于旁瓣的抑制是以牺牲一定的分辨率来实现的，因此加窗是以降低分辨率来提高检测性能的。
[0126]
本发明还提供一种基于上述的雷达检测成像系统的输电线路电晕放电监测方法，参考图10所示，所述输电线路电晕放电监测方法包括：
[0127]
s1：控制所述射频前端部分向所述检测目标发射所述发射信号；
[0128]
s2：接收所述反馈信号；
[0129]
s3：对所述反馈信号进行数据处理，得到差频信号；
[0130]
s4：对所述差频信号进行信号处理操作，得到信号处理结果，其中，所述数据处理结果包括所述检测目标的距离信息、方位信息以及速度信息；
[0131]
s5：根据所述信号处理结果，对输电线电晕放电引起的振动进行成像探测，得到输
电线路电晕放电点。
[0132]
可选择地，所述步骤s4中，对所述差频信号进行信号处理包括：
[0133]
对所述差频信号进行加窗处理，得到加窗处理结果；
[0134]
对所述加窗处理结果进行离散傅里叶变换处理。
[0135]
可选择地，利用矩形窗函数对所述差频信号进行加窗处理。
[0136]
可选择地，所述步骤s5包括：
[0137]
利用恒虚警检测器检测判断所述信号处理结果是否为目标结果，若是，探测所述信号处理结果中引起输电线电晕放电引起的振动的输电线路电晕放电点。
[0138]
在一般的雷达系统中，由于其所处的环境十分复杂，为了确保雷达探测能力的高效性以及对于目标测量的准确性，应该采取一些技术来实现，而这就是恒虚警处理技术。这项技术的主要目的是以恒定的虚警概率从接收信号中检测出目标而不受电磁环境杂波或其他一些干扰变化的影响。也就是说，系统对于检测结果是否为所需要的目标，这所依靠的是接收回波信号的强度以及一个和杂波强度相关的判决门限，主要依据就是如果接收到的回波信号的强度比本发明所规定的判决门限大，那么就可以判断此时检测到的信号是有效的，否则就是无效的。如果判决门限过高，会比信号的峰值也到不了此门限，就检测不出目标，而如果判决门限过低，会使噪声信号的峰值超过门限，这就出现了虚警。所以为了使虚警概率在不同的杂波环境下都能保持其值的恒定，就需要有能够根据环境不同而自适应的去调整判决门限的功能。在本发明中，由于是在较为复杂的环境中进行，所以有必要将恒虚警技术应用起来。系统中的信息是基于差频信号的频谱来进行计算分析的。所以需要将cfar技术引入频域。
[0139]
对于雷达系统来说，在给定的观察范围内，h0表示的是没有信号只有噪声；h1表示有信号。由理论可知信号加上噪声经均方率检测器的输出服从指数分布，这输出的概率密度函数表示为：
[0140][0141]
在上式中，λ表示噪声功率。当处在环境杂波背景是均匀的条件下，如果此时不存在目标，那么h0成立，而这时候的λ就应该是环境杂波功率加上热噪声功率，这时用μ表示。如果此时存在目标，则h1成立，由于本系统中接收信号符合swerling 1型，那么此时的λ应为μ(1 s)，s表示平均的信噪比。所以，对于待检测单元，λ为：
[0142][0143]
与上面不同的，如果此时的环境杂波背景不是均匀的，即前文所说的λ是一个随机变化的值。当然，导致λ发生变化的也可能是环境中存在干扰。假设其中一部分参考单元的热噪声的功率为μ0，则λ＝μ0。而对于另外的那部分参考单元，λ＝μ0(1 c)，其中c为杂波与热噪声比值。与此同时也存在一些问题，比如若检测单元处在杂波边缘，那么这时的整个系统检测会变得更复杂。即使这样，恒虚警处理技术也可以处在恒定的概率之下。除了上面所说的这些变化，当探测多目标时系统中的检测单元也会受到影响。为了后续叙述和表达的便捷，探测目标干扰与噪声的比值表示为i。那么就可以知道，当环境中存在一定的干扰时，μ
就可以表示为μ(1 i)。
[0144]
在实际的判决中，判决的门限不是随意决定的，而是根据噪声功率大小而跟随变化的。因此，假如当时的场景下噪声功率是确定的，那么就可以设计出最佳检测器。在一般情况下噪声功率是在一定范围内的，那么我们就可以将检测器的判决门限设为恒定的值，此时的虚警概率p
fa
就表示为：
[0145][0146]
其中，y0表示最佳判决门限，并且是恒定的。μ为当前条件下的噪声功率。由虚警概率就可知当前的检测概率为：
[0147][0148]
综合上式，表示为：
[0149][0150]
恒虚警检测器处理过程见附图11，x为待检单元，z为背景噪声功率估计，t为门限因子。其中，待检单元的干扰电平是由相邻的单元数据估计得到的。把处理窗内相邻的单元数据划分为保护单元和参考单元，保护单元的作用主要是为了避免目标回波跨越多个距离单元，参考单元用于求和平均估计干扰大小。一般情况下，虚警概率p
fa
和检测概率pd分别为：
[0151][0152][0153]
其中，mz(.)为z的矩母函数。
[0154]
对处在8000米的目标进行cfar处理，恒虚警率p
fa
＝10-3
，保护单元为20，参考单元为40，可以看到，cfar的探测门限随着干扰电平的上下起伏做出相应的变化。在含有目标的距离8000米处，接收信号的幅度明显大于cfar在此处的门限值，因此就判断此处存在目标。由此可知，仿真系统中cfar检测部分的功能正常运行。具体处理结果见附图12。
[0155]
可选择地，所述恒虚警检测器包括
[0156]
比较器，
[0157]
待检单元，
[0158]
关于所述待检单元对称设置的两组单元组，每组单元组包括相邻设置的参考单元和保护单元，所述保护单元靠近所述待检单元设置，
[0159]
所述参考单元得到的求和平均用于得到背景噪声功率，所述背景噪声功率用于与门限因子相乘，以得到探测门限；
[0160]
所述比较器用于对所述探测门限与所述待检单元所接受到的信号处理结果进行比较，并输出所述比较结果。
[0161]
除此之外，本发明还对上位机软件进行相关设计，具体包括：
[0162]
在经过前面的信号处理步骤后，就可以得到目标的相关参数信息，但在许多应用场景中，当目标移动较快时，所接收到的目标回波经处理后得到的目标参数也在快速变化，此时就会产生大量的数据信息，而这样不利于人们对目标的探测、跟踪和定位。故为了得到目标的动态轨迹成像图，本文设计了一款雷达成像上位机软件。由于本发明在之前的工作中，已经通过一系列硬件设计和信号的处理部分使我们得到了探测输电铁塔电晕放电监测所需要的所有参数信息，因此通过此上位机软件可以将信号处理得到的目标参数信息进行成像展示，更加方便的查看目标的运动情况和相关参数变化。
[0163]
当雷达接收到目标并交由软件进行计算，计算出来的结果是目标的距离、速度、方位等信息，为了能动态跟踪目标的运动，显示实时的目标相关参数，就需要相应的软件进行数据收集并成像。而在实际测试中，只有雷达扫描到的地方才能接收到信号波形，故也需要在该上位机软件中设计出雷达的运动状态，并能对雷达进行控制。故该上位机软件需要实现的功能主要是能实时显示此时雷达的工作情况和目标探测的结果并成像，比如此时雷达是处于定点扫描还是扇形扫描，目标的运动情况和相关参数等等。
[0164]
对于智能输电而言，对输电线、铁搭的智能监测和安全防护是解决高效安全输电的基础。因此，开展输电线路远距离摄像头监测系统、智能无人机巡检系统、智能声波雷达监测系统技术研究，提出智能监测技术新方法、新结构，基于远距离长焦摄像头、小型化无人机和声波探测传感雷达设计完善的智能监测系统，分别能完成100米、2km、10km、20km范围内输电线的实时扫描监控是极其有必要的。
[0165]
而本发明技术可以部署在恶劣环境下，如结冰情况、自然火灾，输电线路运行情况下对不小于100m外的输电线电晕放电引起的振动进行成像探测，探测振动源的位置和频谱分布，寻找潜在电晕放电点，为数字孪生网络提供状态信息。
[0166]
本发明技术带来的有益效果
[0167]
(1)采用fmcw雷达来实现探测与成像的功能，保证发射机低功率的前提下，也能保证其接收机有较高的灵敏度。且拥有较好的距离分辨率，适合在远距离，恶劣环境下对输电电路进行探测成像。
[0168]
(2)提出并设计出基于芯片ad9914设计的信号源方案。有效地实现成像雷达新的独立性、高度集成性、可编程化和对测试要求的特殊性。而为了有效实现目标探测，提高探测分辨率，选取该芯片的工作模式为线性调频工作模式，使其在0.3-1.2ghz频率范围内进行线性调频输出，然后和lmx2572锁相环的点频信号2.696ghz进行混频，使其输出雷达发射所要求的3-3.8ghz范围内的线性调频信号，之后分别设计了混频发射部分和接收部分。并对发射信号进行频谱分析，可以看到经过信号源和混频部分发射的信号完全符合设计的预期，并且整体系统的设计是可以集成到一个盒子里，极大增强了系统的独立性和便携性。
[0169]
(3)在信号处理与成像的步骤中分别引入了加窗技术与恒虚警cfar机制。既加强了对于回传弱信号的目标的检测能力。同时确保了雷达探测能力的高效性以及对于目标测量的准确性。适应在复杂环境下进行测试。
[0170]
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。