一种单驱动电源负压关断型高速IGBT驱动电路

一种单驱动电源负压关断型高速igbt驱动电路
技术领域
1.本发明公开一种单驱动电源负压关断型高速igbt（insulated gate bipolar translator，igbt）驱动电路，采用以hcpl-316j驱动芯片为核心的单驱动电源供电电路实现igbt负电压关断，并从输入信号调理、过流保护设计和栅极电阻配置等方面给出了增加驱动可靠性的方案，属于发电、变电或配电的技术领域。


背景技术：

2.igbt堪称电力电子行业中的“cpu”，它的应用遍布于家用电器、轨道交通、航空航天、服务器等领域。igbt的使用依赖于可靠的驱动技术，当前商用igbt驱动模块有concept驱动、exb841、hcpl-316j、英飞凌驱动ic、tlp250光耦、ltv-3120光耦、ir2110s，这些驱动芯片几乎覆盖了所有功率等级。
3.在对价格不敏感的大功率驱动场合，concept驱动模块占据一席之地，它可实现驱动电路的简化设计、具备负压驱动和完善的过流保护功能。在对价格敏感的小功率场合，基于tlp250或ltv-3120的廉价驱动方案获得了大量应用，但是它不具备负压关断和过流保护功能。此外，基于免驱思路的ipm模块在高校和研究所等科研单位获得青睐，但是它价格昂贵且开关频率在20khz以内。
4.在众多igbt驱动芯片之中，hcpl-316j可工作于200khz的开关速度，具备150a/1200v的驱动能力，且过流保护和自锁功能完善、价格低廉，是一种比较理想的选择。然而，hcpl-316j数据手册给出的典型参考电路采用双驱动电源供电，驱动电路设计复杂。为了采用单驱动电源供电，苏伟在《基于hcpl-316j的igbt过流保护研究》中将单24v电源通过电阻-稳压管分成 18v和-6v，并采用1个二极管和1个稳压管串联实现过流检测。夏文娟在《基于hcpl-316j驱动电路的过流保护研究》同样使用了电阻-二极管分压设计。然而，在实际使用时发现由于稳压管频率响应的原因，这些驱动方案会出现故障误报和电子元件损坏等情况。
5.为此，本发明旨在提出一种基于hcpl-316j的高速igbt高可靠驱动电路方案，以期通过单驱动电源供电电路实现igbt的负压关断，并提高驱动可靠性。


技术实现要素：

6.本发明的发明目的是针对上述背景技术的不足，提供一种单驱动电源负压关断型高速igbt驱动电路，通过在hcpl-316j驱动芯片的驱动电源输入引脚、反向偏置电压输出引脚之间设计单驱动电源供电电路实现igbt负电压关断，通过在hcpl-316j驱动芯片的短路电流检测引脚设计具有多个保护阈值的过流保护电路以提高退饱和电压检测的可靠性，同时，还给出了一种简单可靠的输入信号调理电路和栅极驱动电阻配置电路，在使用较少的电子元件的前提下，实现为igbt提供稳定、准确、占空比在0-1之间可高速变化的驱动信号的发明目的，解决现有技术中采用稳压管的hcpl-316j驱动电路过流保护方案误报故障和损坏电子元件的技术问题。
7.本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：以hcpl-316j驱动芯片为驱动电路的核心，在hcpl-316j驱动芯片的驱动电源输入引脚、反向偏置电压输出引脚之间设计单驱动电源供电电路，在hcpl-316j驱动芯片的短路电流检测引脚设计具有多个保护阈值的过流保护电路，在hcpl-316j驱动芯片的驱动信号输出引脚设计栅极电阻配置电路，在hcpl-316j驱动芯片的输入电源接入引脚、输入电源地接入引脚之间设计输入信号调理电路，在hcpl-316j驱动芯片的驱动电源接入引脚、驱动电源地之间设计正负电压产生电路。
8.输入信号调理电路具体为：hcpl-316j的1号引脚即正向信号输入引脚接pwm，即输入的pwm通过10 kω下拉电阻接到数字控制系统的gnd，hcpl-316j的2号、4号、8号引脚即反向信号输入引脚、输入电源地接入引脚、光耦接地引脚直接接到数字控制系统的gnd，hcpl-316j的3号引脚即输入电源接入引脚接到 5v电源， 5v电源为数字控制系统供电电源，hcpl-316j的5号引脚即复位引脚通过10 kω下拉电阻接数字控制系统的gnd，hcpl-316j的6号引脚即故障信号输出引脚通过3.3 kω上拉电阻接至 5v电源，hcpl-316j的故障信号输出引脚通过330pf去耦电容接数字控制系统的gnd，hcpl-316j的7号引脚即光耦测试引脚悬空。
9.在hcpl-316j的副边，hcpl-316j的9号引脚、10号引脚即反向偏置电压输出引脚直接接到驱动电源地，hcpl-316j的11号引脚即驱动信号输出引脚通过导通电阻并联关断电阻支路的栅极电阻配置电路接到igbt栅极，关断电阻支路由关断电阻和反向串联的快恢复二极管组成，hcpl-316j的12号引脚、13号引脚即达林顿管集电极电源输入引脚、驱动电源输入引脚接驱动电源的正极，hcpl-316j的14引脚号引脚即短路电流检测引脚通过串接有电阻、二极管、稳压管、二极管的igbt过电流保护电路接到igbt集电极，hcpl-316j的15号引脚即光耦测试引脚浮空，hcpl-316j的16号引脚即输出基准地接入引脚接igbt发射极。hcpl-316j的驱动信号输出引脚与驱动电源地之间还接有防止非工作模式下静电效应损坏igbt栅极的电阻。
10.同时，在hcpl-316j的16号和9号引脚之间并联1个0.1μf的去耦电容，在hcpl-316j的16号和13号引脚之间并联1个0.1μf的去耦电容，在hcpl-316j的16号和14号引脚之间并联1个330pf的旁路电容。
11.进一步地，以igbt发射极为参考点，采用r (zd//c)的串并联的形式从单驱动电源分压出正电源和负电源，其中，r表示电阻、zd表示稳压管、c表示电解电容，c的正极和zd的阴极均接到igbt发射极。
12.igbt过电流保护电路采用d zd d串联电路设计，其中，d表示快恢复二极管、zd表示稳压管，其中，稳压二极管至少通过1个二极管连接至igbt集电极。
13.栅极电阻配置电路采用ron//(roff d)的栅极电阻配置方式，其中ron表示栅极导通电阻、roff表示栅极关断电阻、d表示快恢复二极管，以此实现igbt驱动信号的开通延时和关断延时差异化配置。
14.本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：（1）本发明基于hcpl-316j驱动芯片设计了单驱动电源负压关断型高速igbt驱动电路，电路设计简单，有效避免输入信号电平不确定，可为igbt提供高速、稳定、精确的驱动信号，同时具备故障反馈、过流保护等功能，具备良好的工业应用前景。
15.（2）本发明通过在hcpl-316j驱动芯片的驱动信号输出引脚之后连接稳压管与快速恢复二极管串联而成的过电流保护电路，根据igbt的退饱和电压、快速恢复二极管在测试反向电流下的正向压降选择稳压管的稳压值，通过选择串接在稳压管和igbt集电极之间的快速恢复二极管的数量得到不同的igbt过流保护阈值提高退饱和电压检测的可靠性。
16.（3）本发明通过在hcpl-316j驱动芯片的驱动电源输入引脚和驱动电源地之间接入正负电压产生电路，通过与限流电阻反向串联的稳压管以及并接在稳压管两端的电解电容对驱动电源进行分压处理，从单驱动电源分压出正电源和负电源，相较于现有负电压产生电路，电路结构简单，且产生的负电压满足igbt可靠关断的要求。
17.（4）本发明通过在hcpl-316j驱动芯片的驱动信号输出端接入可以对栅极导通时间及关断时间进行延迟调节的栅极电阻配置电路，使得igbt在负压下能够快速关断，实现igbt的可靠驱动。
18.（5）本发明通过在hcpl-316j驱动芯片的输入信号接入引脚和数字地之间设计对pwm、故障反馈信号、复位信号进行调节的输入信号调理电路，以防止输入信号的不确定性引起igbt误导通或误复位。
附图说明
19.图1是本发明基于hcpl-316j的驱动电路的原理图。
20.图2是本发明驱动电路在300v直流母线电压下对igbt进行测试得到的igbt带载工作于32khz的驱动波形。
21.图3是本发明驱动电路在300v直流母线电压下对igbt进行测试得到的igbt带载工作于40khz的驱动波形。
22.图中标号说明：r1~r4为第一至第四电阻，c1~c6为第一至第六电容，ron为栅极导通电阻，roff为栅极关断电阻，d1~d3为第一至第三二极管，zd1~zd2为第一、第二稳压管。
具体实施方式
23.为了使本发明的技术优势更加清楚明白，下面结合附图对本发明的技术方案作进一步的详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
24.如图1所示，一种基于hcpl-316j的负压关断型高速igbt驱动电路，包括：hcpl-316j驱动芯片、输入信号调理电路、igbt过流保护电路、正负电压产生电路、栅极电阻配置电路。
25.输入信号调理电路对外部pwm输入信号进行调理以防止pwm输入电平的不确定性损坏igbt。如图1所示，外部pwm信号输入至hcpl-316j的1号引脚即正向信号输入引脚，pwm信号通过10 kω的第一电阻r1下拉至数字控制系统的gnd（简称数字地），以防止pwm输入信号悬空而发生误导通；同时hcpl-316j的2号引脚vin-引脚即反向信号输入引脚接数字地，用于配置pwm输入方式为高电平有效；hcpl-316j的6号引脚即故障反馈输出引脚输出的故障反馈信号fault通过3.3 kω的第四电阻上拉接至 5v，它可与其它hcpl-316j的fault引脚直接进行“线与”运算，降低电子元件的使用量，同时，采用第五电容c5滤除fault可能出现的毛刺，以防止驱动电路因受到干扰而出现故障误报，第五电容c5为330pf去耦电容。
hcpl-316j的5号引脚rst引脚即复位引脚同样通过10 kω的第三电阻r3下拉接数字地，防止来自外部的rst输入信号悬空而发生误复位。hcpl-316j的3号引脚即输入电源接入引脚接到数字控制系统供电电源，数字控制系统供电电源为 5v电源，输入和反馈信号的逻辑高电平均对应 5v。
26.如图1所示，igbt过流保护电路由第二电阻r2、第一二极管d1、第二二极管d2、第一稳压管zd1串接而成，第二电阻r2为100ω电阻，第一二极管d1、第二二极管d2为2个快恢复二极管，它们的连接方式需按照100电阻-》恢复二极管-》稳压管-》恢复二极管-》igbt集电极的顺序。为了达到一个较快的开关速度，两个快恢复二极管的反向恢复时间应远小于igbt工作的开关周期，反向耐压》0.6倍直流母线电压，针对260v-500v直流母线电压范围，推荐可选用us1k型号二极管。稳压管的阴极指向hcpl-316j的14号引脚desat引脚即短路电流检测引脚。假设所选定的igbt的退饱和电压用v
desat
表示，快恢复二极管的正向压降在0.25ma为vf，则稳压管在0.25ma反向电流作用下的稳压值应当为(7-2*v
f-v
desat
)。多数情况下，稳压管的标称值是在5ma反向电流作用下测试而得，因此在0.25ma反向电流作用下的稳压管稳压值应当依据所选定的稳压管的数据手册查表而得。稳压管也可由电阻取代，相应阻值根据(7-v
desat-2*vf)/0.25 kω计算。
27.如图1所示，igbt栅极电阻配置电路包括1个栅极导通电阻ron、1个栅极关断电阻roff和1个快恢复二极管（即第三二极管d3）。其中，快恢复二极管的阳极指向igbt的栅极，快恢复二极管和roff的串联顺序可以改变。另外，快恢复二极管的反向恢复时间应当和igbt过流保护电路中快恢复二极管的反向恢复时间一致，但是它的反向耐压值大于35v即可，贴片封装类型优选bav16ws。ron和roff的大小可根据所选定的igbt型号数据手册中的qg参数确定。hcpl-316j的驱动信号输出引脚与驱动电源地之间还接有第五电阻r5，第五电阻用于防止非工作模式下静电效应损坏igbt栅极。
28.如图1所示，正负电压产生电路包括单驱动电源（优选24v）、第六电阻r6、第二稳压管zd2和第六电容c6，第六电阻r6为限流电阻，第六电容c6为电解电容。其中，稳压管和电解电容并联再与限流电阻串联，稳压管的阴极和电解电容的正极共同接至igbt发射极，稳压管的阳极和电解电容的负极共同接至驱动电源地。限流电阻的工作电流在3ma-5ma以减小损耗。稳压管的反向电流约为3ma~5ma，稳压标称值可取得有6.2v、6.8v、7.5v、8.2v和9.1v，如此可实现-6.2v、-6.8v、-7.5v、-8.2v和-9.1v关断igbt，对应地，igbt的导通电平则为 17.8v、 17.2v、 16.5v、 15.8v和 14.9v。限流电阻的额定电流同样为3ma~5ma，假设所选定的稳压管标称值为v
zt
，则所需的电阻理论值为(24v-v
zt
)/(3ma~5ma)，电阻实际值应大于理论计算值。电解电容的容值在100uf以上470uf以下，耐压值可整定在35v，电解电容优选220μf/35v。贴片封装的快恢复二极管优选bav16ws，直插封装形式优选in4148。
29.在hcpl-316j的16号引脚（即输出基准地接入引脚）和9号引脚（即反向偏置电压输出引脚）之间并联第四电容c4，第四电容c4为1个0.1μf的去耦电容；在hcpl-316j的16号引脚和13号引脚（即达林顿管集电极电源输入引脚）之间并联第一电容c1，第一电容c1为1个0.1μf的去耦电容；在hcpl-316j的16号和14号引脚（即短路电流检测引脚）之间并联第二电容c2，第二电容c2为1个330pf的旁路电容。第一电容、第二电容与hcpl-316j的输出基准地接入引脚连接的一极均与igbt发射极相连。
30.根据上述设计步骤，在300v直流母线电压下，对某高速igbt进行测试，分别得到
igbt带载工作于32khz的驱动波形和igbt带载工作于40khz的驱动波形，它们如图2和图3所示。经过长时间和变占空比测试，驱动电路并未出现误保护和电子元件损坏的情况，驱动波形符合预期。
31.本领域的技术人员容易理解该基于hcpl-316j的高速igbt驱动电路的实施步骤，以上所述仅为本发明基于hcpl-316j的单驱动电源负压关断型高速igbt驱动电路的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。