一种基于双比较器控制的电流频率转换电路和方法

1.本发明属于集成电路领域，具体涉及一种基于双比较器控制的电流频率转换电路和方法。


背景技术：

2.在电流检测的应用中，会运用到电流频率转换电路。电流频率转换电路是将电流信号转化为频率信号，通过测量输出信号的频率来间接地测量电流信号的大小。电流频率转换电路的结构比较简单，易于实现，成本较低，转换分辨率也比较高。
3.图1为传统的电流频率转换电路的结构示意图，该电路主要由积分器700、比较器750、单稳态触发电路760以及复位开关构成。其中积分器700由运算放大器705和反馈电容710构成。在电路工作的过程中，当积分器700的输出电压730大于比较器750的参考电压740时，比较器750的输出电压755发生翻转，进而触发单稳态电路760产生一个脉冲信号800来控制复位开关的闭合，实现反馈电容710的放电操作。如图2所示，在传统的电流频率转换电路的结构中，通常使用跨导放大器(ota)作为比较器，这是一种连续时间比较器，这种比较器不像动态比较器那样通常带有正反馈的环路。由于电流频率转换电路在工作时会一直比较积分器700的输出电压730和比较器的参考电压740的大小，比较器750持续工作的状态导致其电流没有达到合理的利用，从而造成电流频率转换电路功耗的增加。除此之外，一般的基于ota的比较器速度会比较慢，同时会随着工艺、电源电压、温度的变化(pvt)而产生延迟量td，如图3所示。因此，比较器产生的延迟会导致检测过零点不够准确，结果是导致电流频率转换电路输出频率存在误差，影响电流频率转换电路的线性度和精度。
4.综上所述，目前传统电流频率转换电路存在功耗大、线性度和精度低的问题。


技术实现要素：

5.为了解决上述背景技术提到的技术问题，本发明提出了一种基于双比较器控制的电流频率转换电路。
6.为了实现上述技术目的，本发明的技术方案为：
7.一种基于双比较器控制的电流频率转换电路，包括积分器、复位开关、主比较器、辅助比较器、第一d触发器、环形振荡器、rs锁存器、第二d触发器、与门和非门，外部待测电源接入所述积分器的反向输入端，所述积分器的反向输入端连接复位开关后接入所述积分器的输出端，所述积分器的正向输入端接地，所述积分器的输出端连接所述主比较器和所述辅助比较器的正向输入端，所述主比较器的反向输入端连接参考电位a，所述辅助比较器的反向输入端连接参考电位b，所述主比较器的输出端接入所述第一d触发器的时钟输入端、所述非门的输入端和所述与门的第二输入端，所述第一d触发器的反向输出端接入所述环形振荡器的输入端，所述环形振荡器的输出端接入所述辅助比较器的时钟输入端，所述辅助比较器的正向输出端接入所述rs锁存器的s输入端，所述辅助比较器的反向输出端接入所述rs锁存器的r输入端，所述rs锁存器的输出端接入所述第二d触发器的时钟输入端，
所述非门的输出端接入所述第二d触发器的复位端，所述第二d触发器的正向输出端接入所述与门的第一输入端，所述与门的输出端与所述复位开关连接并接入所述第一d触发器的复位端。
8.优选地，所述主比较器为连续时间比较器。
9.优选地，所述辅助比较器为时钟控制的动态比较器。
10.优选地，所述参考电位a小于所述参考电位b。
11.优选地，所述环形振荡器包括场效应管和n个首尾依次相连的反相器，n为奇数，所述第一d触发器的反向输出端接入所述场效应管的栅极，所述场效应管的源极接地，所述场效应管的漏极接入各反相器的时序输入端，所述第n个反相器的输出端接入所述辅助比较器的时钟输入端。
12.优选地，所述环形振荡器包括一个nmos管和n个首尾依次相连的反相器，n为奇数，所述第一d触发器的正向输出端接入所述nmos管的栅极，所述nmos管的源极接地，所述nmos管的漏级接入各反相器的时序输入端，所述第n个反相器的输出端接入所述辅助比较器的时钟输入端。
13.一种基于双比较器控制的电流频率转换电路的电流频率转换方法，包括：
14.(1)待测电流源流入所述积分器，所述积分器输出端电压逐渐增大；
15.(2)在所述积分器输出端电压逐渐增大的过程中，当所述积分器输出端电压高于参考电位a时，所述主比较器开始翻转，通过所述第一d触发器控制所述环形振荡器产生时钟信号，所述环形振荡器向所述辅助比较器发出触发信号，所述辅助比较器接收触发信号后开始运行；
16.(3)当所述辅助比较器的正向输入端信号高于参考电位b时，所述辅助比较器输出发生翻转，触发rs锁存器输出翻转；
17.(4)rs锁存器输出的翻转通过控制第二d触发器和与门来触发复位开关的导通，积分器内部的反馈电容放电，积分器输出电压下降；同时与门输出信号通过第一d触发器控制环形振荡器停止振荡，辅助比较器停止工作；
18.(5)当积分器的输出电压下降到参考电位a时，主比较器的输出翻转，通过与门将复位开关断开；开始新一轮的充放电过程。
19.采用上述技术方案带来的有益效果：
20.1、利用主比较器提前反转，产生使能信号，控制辅助比较器工作。由于主比较器自身功耗很小，辅助比较器仅在周期内部分时间开启，达到降低系统功耗的目的。
21.2、辅助比较器采用高频动态比较器，能够更加准确地实现过零点检测，从而提高系统的线性度和精度。
22.3、辅助的动态比较器在检测到输入信号达到其参考电压之后马上通过反馈信号来关掉其输入的时钟信号，使得辅助比较器及时停止工作，进一步降低了系统的功耗。
附图说明
23.图1是传统的电流频率转换电路图；
24.其中，720为待测电流源，700为积分器，710为积分器中的反馈电容，705为积分器中的运算放大器，750为比较器，760为单稳态触发电路，730为积分器的输出信号同时也是
比较器的正向输入信号，740为比较器的反向输入信号，755为比较器的输出信号同时也是单稳态触发电路的输入信号，800为单稳态电路的输出信号。
25.图2是基于ota的连续时间比较器电路图；
26.图3是基于ota的连续时间比较器的延迟量td波形图；
27.图4是环形振荡器使能管分别使用pmos和nmos的电路图；
28.图5是本发明公开的一种基于双比较器的电流频率转换电路图；
29.其中，120为待测电流源，100为积分器，110为积分器中的反馈电容，105为积分器中的运算放大器，200为主比较器，220为d触发器，300为环形振荡器，305为环形振荡器的使能mos管，330-1～330-n为环形振荡器中奇数个首尾依次相连的反相器，400为辅助比较器，430为rs锁存器，520为非门，505为d触发器，530为与门，130为积分器的输出信号同时也是主比较器和辅助比较器的正向输入信号，205为主比较器的反向输入信号，405为辅助比较器的反向输入信号，210为主比较器的输出信号同时也是d触发器220的输入时钟信号，225为d触发器220的反向输出信号同时也是连接到环形振荡器中使能管栅极的信号，320为环形振荡器的输出信号同时也是辅助比较器的输入时钟信号，410和415分别为辅助比较器的正向和反向输出信号，同时410和415分别为rs锁存器的置位端和复位端信号，435为rs锁存器的正向输出信号同时也是d触发器505的输入时钟信号，210为非门520的输入信号，515为非门520的输出信号同时也是d触发器505的复位端信号，525为d触发器505的输出信号同时也是与门的输入信号，210为与门的另一个输入信号，600为复位信号。
30.图6是电流频率转换电路的波形图；
31.图7是辅助比较器电路图。
具体实施方式
32.以下将结合附图，对本发明的技术方案进行详细说明。
33.本发明公开了一种基于双比较器控制的电流频率转换电路，包括积分器100，主比较器200，环形振荡器300，辅助比较器400，rs锁存器430，d触发器220，d触发器505，非门520，与门530，复位开关。
34.其中积分器100包括运放105和反馈电容110；
35.环形振荡器300包括mos晶体管305以及若干奇数个首尾相连的反相器330-1～330-n。环形振荡器中的mos晶体管取pmos或者是nmos皆可，具体连接方式如图4所示，这里以pmos晶体管为例。
36.整个电流频率转换电路的工作结构如图5所示，电路工作的过程中可以分为两个阶段：充电阶段和放电阶段。
37.第一个阶段充电阶段，待测电流源120输入电流到积分器100。积分器输出电压130分别连接到主比较器200和辅助比较器400的正向输入端。所述主比较器反向输入端连接参考电位205，所述辅助比较器的反向输入端连接参考电位405。参考电压205的大小略小于参考电压405。当积分器100输出电压130持续上升的时候，主比较器会先于辅助比较器翻转，则主比较器200输出电压210由低电平翻转为高电平，210连接到上升沿触发的d触发器220的时钟输入端，触发器220的数据输入端接高电平。因此主比较器200的输出电压210的翻转导致触发器220的反向输出信号225由高电平翻转为低电平。信号225连接到环形振荡器300
的pmos使能管305的栅极，使得pmos使能管305导通，则环形振荡器300经过短暂起振时间后开始振荡。环形振荡器300的输出信号320作为辅助比较器400的时钟输入信号，控制辅助比较器400开始工作。由于此时积分器100输出电压130低于辅助比较器400的参考电压405，所以辅助比较器400的负端输出信号415为一系列短脉冲信号，辅助比较器400的正端输出信号410保持低电平。当积分器100的输出电压130上升到辅助比较器400参考电压405时，如图6中的t2时刻，此时辅助比较器400负端输出信号415为低电平，正端输出信号410为高电平，由于信号410接的是rs锁存器的置位端，则rs锁存器正端输出信号435由低电平翻转为高电平，信号435连接到上升沿触发的d触发器505的时钟输入端，d触发器505的数据输入端连接高电平，因此dff2的正向输出端信号525由低电平翻转为高电平。由于130已经是高电平，则525和210经过与门的后输出信号600为高电平。
38.第二个阶段放电阶段，信号600为高电平后，一方面用来控制复位开关的闭合，使得反馈电容110开始放电，另一方面信号600输入到触发器220的复位端，使得220负端输出的信号225由低电平翻转为高电平。信号225变为高电平后，由于其连接的是pmos使能管305的栅极，导致pmos使能管305断开，则环形振荡器300停止振荡，输出时钟信号320保持为低电平。由于复位开关的闭合，则积分器的输出电压130急速下降，当130下降到辅助比较器400参考电压405时，即图6中t3时刻，由于此时环形振荡器300已经停止振荡，辅助比较器400停止工作，处于复位的状态，导致辅助比较器400的两个输出信号410和415均为低电平。由于当rs锁存器430的置位端和复位端都为低电平时，输出端信号435保持不变，所以435的值保持高电平。积分器100的输出电压130继续下降，当130下降到主比较器200的参考电压205时，即图6中t4时刻，主比较器200输出信号210由高电平翻转为低电平。由于210连接到与门530的输入端，所以导致与门530输出信号600由高电平翻转为低电平，导致复位开关断开，放电过程结束，整个信号的周期完成。同时130在经过反相器520后会输入到d触发器505的复位端，导致d触发器505的输出信号525由高电平翻转为低电平。d触发器505的复位操作是必须的，否则其输出信号525就一直为高电平，则在下一次充电过程中，由于与门530的作用，只要主比较器200的输出信号210为高电平，就会导致与门530输出信号600由低电平翻转为高电平，这与设计的初衷不符。
39.主比较器200设计为连续时间比较器，如图3所示，输入级采用基本跨导放大器结构，输出级采用推挽输出。
40.辅助比较器400设计为时钟控制的动态比较器，如图7所示。其中m3和m4、m5和m6分别构成反相器，再把两个反相器首尾相连构成正反馈的锁存器结构，用来提高比较器的性能。m7、m8、m
tail
为时钟控制的mos管。当时钟信号clk为低电平时辅助比较器处于复位的状态，复位时其输出信号voutp和voutn均为低电平；当时钟信号clk为高电平时辅助比较器开始工作，进行比较。
41.通过带隙基准电路产生零温度系数的电流，再用电流通过电阻分压来产生主比较器200的输入信号205和辅助比较器的输入信号405，控制205比405略小，使得主比较器在辅助比较器之前翻转。
42.实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。