逆阻-半桥混合子模块、DC/DC变换器及其控制方法与流程

逆阻-半桥混合子模块、dc/dc变换器及其控制方法
技术领域
1.本发明涉及电力电子变换器技术领域，特别是涉及一种逆阻-半桥混合子模块、dc/dc变换器及其控制方法。


背景技术：

2.海上风电由于具有风力资源丰富、不占用陆地面积、靠近负荷中心等优势，而直流汇集-直流传输的海上直流风电场采用了高功率密度的电力电子变换器，省去了体积笨重的交流升压变压器，减小了海上换流站的体积和重量，同时海上风电场内部采用直流电缆代替交流电缆，降低无功电压过高发生的几率，因此具有广阔的发展前景，其中高压大容量dc/dc变换器作为海上直流风电场的关键设备，除了要在稳态情况下完成大容量、高电压变比的能量传输，还要解决在直流线路发生短路故障时故障电流的切断问题。
3.由于高压大容量dc/dc变换器逆变侧(即低压侧)连接汇集网络，整流侧(即高压侧)连接高压输电线路，同时需要传输整个风电场的能量，因此当变换器的任意一侧发生双极短路故障时，mmc(modular multilevel converter,模块化多电平换流器)的子模块的电容与短路点构成了放电回路，短路点电流迅速上升，同时流过各开关器件的电流也大大增加，对开关器件造成了严重的损坏。


技术实现要素：

4.有鉴于此，本发明提供了一种逆阻-半桥混合子模块、dc/dc变换器及其控制方法，以避免双极短路故障时流过各开关器件的电流增加，对开关器件造成损坏。
5.为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
6.一种逆阻-半桥混合子模块，所述混合子模块包括：半桥型子模块、igbt模块vt6、逆阻型半桥子模块和二极管d5；
7.所述半桥型子模块、igbt模块vt6和所述逆阻型半桥子模块依次串联连接形成第一串联支路；
8.所述二极管d5与所述第一串联支路反向并联连接。
9.可选的，所述逆阻型半桥子模块包括：igbt模块vt3、rb-igbt模块vt4、rb-igbt模块vt5和电容c2；
10.所述igbt模块vt3和所述rb-igbt模块vt4串联连接形成第二串联支路；
11.所述rb-igbt模块vt5与所述rb-igbt模块vt4反向并联连接；
12.所述电容c2与所述第二串联支路并联连接。
13.可选的，所述半桥型子模块包括：igbt模块vt1、igbt模块vt2和电容c1；
14.所述igbt模块vt1与所述igbt模块vt2串联连接形成第三串联支路；
15.所述电容c1与所述第三串联支路并联连接。
16.可选的，所述igbt模块vt1、所述igbt模块vt2、所述igbt模块vt3和igbt模块vt6分别反向并联有二极管d1、二极管d2、二极管d3和二极管d4。
17.可选的，当所述混合子模块处于第一投入状态时，所述igbt模块vt1、所述igbt模块vt3、所述rb-igbt模块vt5和所述igbt模块vt6处于导通状态，所述igbt模块vt2和所述rb-igbt模块vt4处于断开状态；
18.当所述混合子模块处于第二投入状态时，所述igbt模块vt2、所述rb-igbt模块vt4、所述rb-igbt模块vt5和所述igbt模块vt6处于导通状态，所述igbt模块vt1和所述igbt模块vt3处于断开状态；
19.当所述混合子模块处于第三投入状态时，所述igbt模块vt1、所述rb-igbt模块vt4、所述rb-igbt模块vt5和所述igbt模块vt6处于导通状态，所述igbt模块vt2和所述igbt模块vt3处于断开状态；
20.当所述混合子模块处于切除状态时，所述igbt模块vt2、所述igbt模块vt3、所述rb-igbt模块vt5和所述igbt模块vt6处于导通状态，所述igbt模块vt1和所述rb-igbt模块vt4处于断开状态；
21.当所述混合子模块处于闭锁状态时，所述igbt模块vt1、所述igbt模块vt2、所述igbt模块vt3、所述rb-igbt模块vt4、所述rb-igbt模块vt5和所述igbt模块vt6均处于断开状态。
22.一种基于mmc的dc/dc变换器，dc/dc变换器的各相mmc中的子模块为上述混合子模块。
23.一种基于mmc的dc/dc变换器的控制方法，所述控制方法应用于上述基于mmc的dc/dc变换器，所述控制方法包括如下步骤：
24.根据dc/dc变换器的各相mmc中的混合子模块需要输出的目标电压确定混合子模块的目标投入状态；所述目标投入状态为第一投入状态、第二投入状态或第三投入状态；
25.当dc/dc变换器的逆变侧和整流侧均未发生双极短路故障时，采用半桥型子模块的调制策略对dc/dc变换器的各相mmc中的混合子模块进行目标投入状态与切除状态的切换控制；
26.当所述逆变侧和所述整流侧中的至少一侧发生双极短路故障时，将所述至少一侧中各混合子模块切换至闭锁状态。
27.可选的，所述根据dc/dc变换器的各相mmc中的混合子模块需要输出的目标电压确定混合子模块的目标投入状态，具体包括：
28.当混合子模块需要输出的目标电压为u
c1
时，确定所述混合子模块的目标投入状态为第一投入状态；
29.当混合子模块需要输出的目标电压为u
c2
时，确定所述混合子模块的目标投入状态为第二投入状态；
30.当混合子模块需要输出的目标电压为u
c1
u
c2
时，确定所述混合子模块的目标投入状态为第三投入状态；
31.其中，u
c1
为电容c1两端的电压，u
c2
为电容c2两端的电压。
32.一种基于mmc的dc/dc变换器的控制系统，所述控制系统应用于上述基于mmc的dc/dc变换器，所述控制系统包括：
33.目标投入状态确定模块，用于根据dc/dc变换器的各相mmc中的混合子模块需要输出的目标电压确定混合子模块的目标投入状态；所述目标投入状态为第一投入状态、第二
投入状态或第三投入状态；
34.调制模块，用于当dc/dc变换器的逆变侧和整流侧均未发生双极短路故障时，采用半桥型子模块的调制策略对dc/dc变换器的各相mmc中的混合子模块进行目标投入状态与切除状态的切换控制；
35.保护模块，用于当所述逆变侧和所述整流侧中的至少一侧发生双极短路故障时，将所述至少一侧中各混合子模块切换至闭锁状态。
36.可选的，所述目标投入状态确定模块，具体包括：
37.第一目标投入状态确定子模块，用于当混合子模块需要输出的目标电压为u
c1
时，确定所述混合子模块的目标投入状态为第一投入状态；
38.第二目标投入状态确定子模块，用于当混合子模块需要输出的目标电压为u
c2
时，确定所述混合子模块的目标投入状态为第二投入状态；
39.第三目标投入状态确定子模块，当混合子模块需要输出的目标电压为u
c1
u
c2
时，确定所述混合子模块的目标投入状态为第三投入状态；
40.其中，u
c1
为电容c1两端的电压，u
c2
为电容c2两端的电压。
41.根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：
42.本发明公开一种逆阻-半桥混合子模块、dc/dc变换器及其控制方法。逆阻-半桥混合子模块包括半桥型子模块、igbt模块vt6、逆阻型半桥子模块和二极管d5。本发明采用逆阻型半桥子模块与传统的半桥型子模块混合的形式，利用逆阻型半桥子模块具有正向阻断能力阻断正向电流，利用二极管的单向导电特性阻断反向电流，当应用于dc/dc变换器中时，可避免双极短路故障时因流过各开关器件的电流增加而对开关器件造成损坏，实现了高压大容量dc/dc变换器利用子模块拓扑的优势清除故障电流的目标。
43.本发明提出的逆阻-半桥混合子模块采用的是逆阻型半桥子模块与传统的半桥型子模块混合模式，因此半桥型子模块组成的mmc的调制策略(例如双重移相的调制策略)同样适用于由逆阻-半桥混合子模块组成的mmc中，而目前对半桥型子模块组成的mmc的控制研究较为成熟，故降低了对由逆阻-半桥混合子模块组成的mmc的控制难度。
附图说明
44.为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术行人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
45.图1为本发明实施例1提供的一种逆阻-半桥混合子模块的结构示意图；
46.图2为本发明实施例1提供的dc/dc变换器的结构示意图；
47.图3为本发明实施例1提供的半桥型子模块的结构示意图；
48.图4为本发明实施例1提供的全桥型子模块的结构示意图；
49.图5为本发明实施例1提供的钳位双子模块的结构示意图；
50.图6为本发明实施例1提供的半桥型子模块的工作状态示意图；
51.图7为本发明实施例1提供的全桥型子模块的工作状态示意图；
52.图8为本发明实施例1提供的钳位双子模块的工作状态示意图；
53.图9为本发明实施例1提供的逆阻型半桥子模块的结构示意图；
54.图10为本发明实施例1提供的逆阻-半桥混合子模块在闭锁状态下的电流流通路径示意图；
55.图11为本发明实施例1提供的逆阻-半桥混合子模块在闭锁状态下电流为正时的等效电路图；
56.图12为本发明实施例1提供的逆阻-半桥混合子模块在闭锁状态下电流为负时的等效电路图；
57.图13为本发明实施例2提供的基于半桥型子模块组成的mmc的dc/dc变换器的a相上桥臂电流的仿真图；
58.图14为本发明实施例2提供的基于混合子模块组成的mmc的dc/dc变换器的a相上桥臂电流的仿真图。
具体实施方式
59.下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术行人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
60.本发明的目的是提供一种逆阻-半桥混合子模块、dc/dc变换器及其控制方法，以避免双极短路故障时流过各开关器件的电流增加，对开关器件造成损坏。
61.为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
62.实施例1
63.本发明实施例1提供一种逆阻-半桥混合子模块，如图1所示，所述混合子模块包括：半桥型子模块、igbt模块vt6、逆阻型半桥子模块和二极管d5；所述半桥型子模块、igbt模块vt6和所述逆阻型半桥子模块依次串联连接形成第一串联支路；所述二极管d5与所述第一串联支路反向并联连接。
64.所述逆阻型半桥子模块包括：igbt模块vt3、rb-igbt模块vt4、rb-igbt模块vt5和电容c2；所述igbt模块vt3和所述rb-igbt模块vt4串联连接形成第二串联支路；所述rb-igbt模块vt5与所述rb-igbt模块vt4反向并联连接；所述电容c2与所述第二串联支路并联连接。
65.所述半桥型子模块包括：igbt模块vt1、igbt模块vt2和电容c1；所述igbt模块vt1与所述igbt模块vt2串联连接形成第三串联支路；所述电容c1与所述第三串联支路并联连接。
66.所述igbt模块vt1、所述igbt模块vt2、所述igbt模块vt3和igbt模块vt6分别反向并联有二极管d1、二极管d2、二极管d3和二极管d4。
67.一、基于mmc的dc/dc变换器
68.高压大容量dc/dc变换器作为海上直流风电场的关键设备，由于要实现大容量、高电压变比的能量传输，为此采用基于mmc的dc/dc变换器结构，如图2所示，在逆变侧和整流侧的每个桥臂均采用mmc，每个mmc由多个子模块sm(图2中示例性的为半桥型子模块)串联连接形成。
69.在逆变侧，u
mv
为逆变侧的直流输入电压，m为逆变侧的单相mmc中各桥臂的子模块
的个数，l
p
为桥臂电感，u
ua
、u
ub
、u
la
、u
lb
为桥臂电压，i
ua
、i
ub
、i
la
、i
lb
为桥臂电流，下标u表示上桥臂，下标l边上下桥臂，下标a、b分别表示a、b两相；在整流侧，u
hv
为整流侧的直流输出电压，m为整流侧的单相mmc中各桥臂的子模块的个数，ls为桥臂电感，u
ua
、u
ub
、u
la
、u
lb
为桥臂电压，i
ua
、i
ub
、i
la
、i
lb
为桥臂电流，下标u、l与逆变侧对应参数的表示一致，下标a、b分别表示a、b两相。连接逆变、整流两侧mmc的中频变压器的变比为1:k
t
,i
p
、is分别为变压器的原、副边的电流，u
p
、us分别为变压器的原、副边的电压。
70.目前在mmc中常用的子模块主要有半桥型、全桥型以及钳位双子模块型，其结构如图3-5所示，图2中示出的为半桥型子模块。
71.半桥型子模块由两个全控型器件vt1与vt2串联，每个全控型器件反并联一个二极管构成一个半桥，同时并联一个电容组成半桥型子模块。
72.根据全控型器件vt1与vt2的通断情况，半桥型子模块可以工作在闭锁、投入以及切除三种工作状态，同时由于电流流向的不同，每种工作状态又细分两种模式，因此半桥型子模块的工作状态共计6种，如图6所示，设电容电压为uc。
73.图6中0表示关断，1表示开通。在闭锁工作状态下，全控器件vt1、vt2均关断，当电流从a点流向b点时，电流从a点出发，通过vt1反并联的二极管，流经电容返回b点，此时端口电压等于电容电压uc；当电流反向流通时，电流从b点出发，通过vt2反并联的二极管直流返回a点，此时端口电压相当于短路，输出电压为0。
74.在投入工作状态下，全控型器件vt1导通，vt2关断，当电流从a点流向b点时，流通路径与闭锁工作状态下电流从a点流向b点的流通路径相同，外电流为电容充电，端口输出电压为电容电压uc；当电流反向流通时，电流从b点出发，流经电容，通过vt1返回a点，端口电压仍为电容电压uc，此时电容向外电路放电。故当半桥型子模块工作在投入状态时，无论电流的流向，端口电压均为电容电压uc，但电流的流向会影响电容的充放电状态。
75.在切除工作状态下，全控型器件vt1关断，vt2切除，当电流从a点流向b点时，电流通过vt2从a点流向b点，忽略器件上的电阻，端口相当于被短路，端口电压为0；当电流从b点流向a点时，电流从b点直接经由vt2反并联的二极管回到a点，端口电压也为0。故当半桥型子模块工作在切除状态时，无论电流的流向，端口电压均为0，电容工作在旁路模式下，不在电流的流通路径中，因此也不会发生电容充放电现象。
76.全桥型子模块的结构如图4所示，由于器件数量的增加，其工作原理相较于半桥型子模块来说也更为复杂，最大的不同是全桥型子模块的端口电压可以输出负电平，因此参考半桥型子模块工作状态的分类，全桥型子模块的工作状态会多一种负投入工作状态，则按照全控型器件的开通情况全桥型子模块可分为四种工作状态，分别为闭锁、正投入、负投入、旁路，同时根据电流流向的不同，每种工作状态又细分为两种，因此共计八种工作状态，如图7所示。
77.1)闭锁工作状态:全控型器件vt1～vt4均关断，电流流向不同时的流通路径如图7中第一列所示，当电流从a点流入b点流出时，端口电压为 uc，反之，端口电压为-uc，但无论电流流向如何，外电流均为电容充电。
78.2)正投入工作状态：全控型器件vt1与vt4开通，电流流向不同时流通路径如图7中第二列所示，无论电流的方向如何变化，端口电压均为 uc，电流的流向仅影响电容的充放电状态。
79.3)负投入工作状态：全控型器件vt2与vt3开通，电流流向不同时流通路径如图7中第三列所示，无论电流的方向如何变化，端口电压均为-uc，电流的流向仅影响电容的充放电状态。
80.4)旁路工作状态：全控型器件vt1、vt3或vt2、vt4开通，图7中最后一列旁路工作状态的电流流通路径以vt1与vt3开通为例，在该工作状态下，电容不参与运行，子模块的端口相当于短路，输出电压为0。
81.钳位双子模块的结构如图5所示，相对比全桥型子模块，钳位双子模块增加了1对igbt及其反并联的二极管、1个电容以及两个单独的二极管，在正常的工作状态下，全控型器件vt5一直处于开通状态，通过控制vt1-vt4可以使钳位双子模块输出0、uc、2uc三种电平；在闭锁时，电流从端口a流向端口b时，钳位双子模块输出2uc，电流反向时钳位双子模块输出-uc。钳位双子模块在igbt不同的开关状态以及不同的电流方向下输出电平以及电流流通路径如图7所示。
82.当发生双极短路故障时，系统在2-3ms的延迟后给予mmc子模块信号。从图6中可以看出，由半桥型子模块组成的mmc在闭锁后，当电流从半桥型子模块的b点流入时将直接通过vt2反向并联的二极管从a点流出，因此当电流反向时半桥型子模块不具有故障阻断能力；由图4所示的全桥型子模块组成的mmc在闭锁后，无论电流是从a流入还是从b流入，电流均给电容充电，电容给二极管提供反向电压，利用二极管的单向导电特性可以清除故障电流，但全桥型子模块相较于半桥型子模块开关器件数量增加了一倍；由图5所示的钳位双子模块组成的mmc在闭锁后，当电流从a点流入时，会通过两个串联的电容从b点流出，但当电流从b点流入时会通过两个并联的电容从a点流出，虽然在不同的电流方向下电容均处于充电状态，mmc可以利用钳位双子模块的电容提供的反向电压以及二极管的单向导电特性切断故障电流，但钳位双子模块内部的电容在不同的电流方向下耦合关系也不同，控制起来较复杂。综上，需要研究一种电流反向情况下也可以具备故障阻断能力、器件数量少以及电容耦合关系简单的新型子模块。
83.二、逆阻-半桥新型混合子模块
84.当图2所示的dc/dc变换器任意一侧发生双极短路故障时，在所有子模块闭锁前，各开关管仍处于正常的触发机制下，此时每相的上、下两桥臂中的半桥型子模块电容与短路点构成放电回路，半桥型子模块的电容通过vt1向短路点放电，使故障点的直流电流迅速增加。故障侧(逆变侧或整流侧)的mmc的子模块(半桥型子模块)闭锁后，正常工作的非故障侧mmc将通过隔离变压器与已闭锁的故障侧mmc持续向直流故障点输入电流，该持续电流的流通路径主要是通过隔离变压器的交流电流通过半桥型子模块vt2反并联的二极管流向故障位置，因此即使故障侧mmc的子模块闭锁，仍有一稳定电流持续流向故障点，故障侧mmc无法通过自身拓扑与控制阻断故障电流。
85.逆阻型半桥子模块是将图3中传统的半桥型子模块中vt2(传统igbt)及其反并联的二极管均替换为逆阻型(reverse blocking，rb)igbt，rb-igbt是日本富士电机公司提出的一种具有反向阻断能力的新型功率半导体器件，其内部取消了传统igbt的反并联二极管，正、反向均可承受同等电压，且具有通态损耗低的特点。逆阻型半桥子模块结构如图9所示，该逆阻型半桥子模块包括igbt模块vt1、二极管d1以及rb-igbt模块vt2、rb-igbt模块vt3及电容c。
86.逆阻型半桥子模块在正常工作时，需保证b-igbt模块vt3一直处于开通状态，仅需通过控制igbt模块vt1与rb-igbt模块vt2的开关状态便可控制子模块的输出电平，因此逆阻型半桥子模块的工作模式与传统的半桥型子模块一致。
87.本发明将逆阻型半桥子模块与传统的半桥型子模块串联，构成如图1所示的逆阻-半桥混合子模块，使其具有反向阻断能力，同时在桥臂电流反向时将rb-igbt模块承受的电压钳位在电容的电压水平，防止在子模块不同时闭锁时，提前闭锁的混合子模块中的rb-igbt模块单独承受交流侧电压，从而避免rb-igbt模块承受的电压过大从而导致开关管被击穿的现象发生。
88.图1所示的混合子模块在正常工作时，需时刻保证vt5与vt6处于开通状态，通过触发vt
1-vt4可使混合子模块输出0、u
c1
、u
c2
、u
c1
u
c2
。
89.当所述混合子模块处于第一投入状态时，所述igbt模块vt1、所述igbt模块vt3、所述rb-igbt模块vt5和所述igbt模块vt6处于导通状态，所述igbt模块vt2和所述rb-igbt模块vt4处于断开状态。
90.当所述混合子模块处于第二投入状态时，所述igbt模块vt2、所述rb-igbt模块vt4、所述rb-igbt模块vt5和所述igbt模块vt6处于导通状态，所述igbt模块vt1和所述igbt模块vt3处于断开状态。
91.当所述混合子模块处于第三投入状态时，所述igbt模块vt1、所述rb-igbt模块vt4、所述rb-igbt模块vt5和所述igbt模块vt6处于导通状态，所述igbt模块vt2和所述igbt模块vt3处于断开状态。
92.当所述混合子模块处于切除状态时，所述igbt模块vt2、所述igbt模块vt3、所述rb-igbt模块vt5和所述igbt模块vt6处于导通状态，所述igbt模块vt1和所述rb-igbt模块vt4处于断开状态。
93.当所述混合子模块处于闭锁状态时，所述igbt模块vt1、所述igbt模块vt2、所述igbt模块vt3、所述rb-igbt模块vt4、所述rb-igbt模块vt5和所述igbt模块vt6均处于断开状态。
94.逆阻-半桥混合子模块在正常工作状态以及闭锁状态下各开关管的触发状态及子模块相对应的输出电平见表1。表1中i
arm
》0表示电流从a流入，从b流出，记输入电流为正，反之电流从b流入，a流出记输入电流为负，i
arm
《0。
95.表1混合子模块工作状态
96.97.在闭锁工作状态下，输入电流方向不同时，电流流通路径如图10所示。当电流为正时，电流从a流入，通过两个二极管、两个串联的电容以及两个反并联的rb-igbt，从b流出，等效电路如图11所示，此时电流给电容充电，二极管的阴极与电容的正电压端相连，阳极与电容的负电压端相连，因此二极管受到了反向电压从而处于关断状态，使混合子模块起到对正向的故障电流的清除作用，再加上两个rb-igbt模块具有正、反向阻断能力，可以强制阻断故障电流，加强了混合子模块对正向故障电流的阻断能力。
98.当输入电流为负时，电流依次通过d3、d5、d2给混合子模块内部的串联电容充电，其等效电路如图12所示，电容电压为二极管提供了反向电压，利用二极管的单向导电特性可以限制电流的流入，从而可以阻断电流从交流侧向故障点的传输。综上，无论输入混合子模块的电流为正还是为负，逆阻-半桥混合子模块均具有故障阻断能力，同时其内部的两个电容在混合子模块闭锁的工作状态下一直处于串联模式，不会出现钳位双子模块在闭锁时其内部两个电容的耦合状态随着电流方向的变化而变化的现象发生。
99.当dc/dc变换器直流侧发生双极短路故障时，短路点电流主要由两部分组成：一部分是每相上下两桥臂的子模块电容与短路故障点构成的放电回路中的电容放电电流，另一部分是非故障侧mmc通过交流变压器向短路故障点馈入的稳定电流，在发生短路故障到故障侧mmc的所有子模块闭锁期间，电容放电电流占短路点电流以及桥臂电流的主要成分，因此各子模块的输入电流为负。当系统给予故障侧mmc闭锁信号时，电容无法投入到放电回路中，因此电容停止放电，但由于桥臂电感的作用，桥臂电流无法突变，桥臂电感在闭锁前储存的磁场能量释放，因此在故障侧mmc闭锁初期，桥臂电流方向仍与电容放电电流方向一致，子模块的输入电流仍为负。
100.由上述分析可知，当dc/dc变换器中整流侧与逆变侧的mmc由逆阻-半桥混合子模块组成时，在发生双极短路故障后的逆阻-半桥混合子模块闭锁初期，输入电流为负，由于系统闭锁指令以及各逆阻-半桥混合子模块动作时间不一致，使各逆阻-半桥混合子模块闭锁时间稍有差异，提前闭锁的逆阻-半桥混合子模块中的rb-igbt模块所承受的电压被钳位在电容c2的电压上(电流流通路径见图10)，不会造成rb-igbt模块需要承受交流变压器靠近故障侧的全部交流电压，避免其承受电压过大而导致rb-igbt模块被击穿的现象发生。但如果仅由图9所示的逆阻型半桥子模块组成mmc，在故障侧mmc闭锁后，提前闭锁的子模块会承受交流侧全部电压，从而导致rb-igbt模块被击穿，不利于故障清除后dc/dc变换器的恢复。若采用钳位双子模块构成mmc，在子模块闭锁后，由于输入电流为负，则其内部的两个电容处于并联状态，相较于逆阻-半桥混合子模块在闭锁后两个电容串联的状态而言，钳位双子模块的故障阻断能力下降了一半。全桥型子模块虽然也具有良好的故障阻断能力，但在正常工况下输出单位电平时所使用的igbt模块与二极管数量在本发明中提到的子模块中最多，在开关器件的数量上该子模块的优势较弱。表2具体列出了当子模块输入电流为负，且具有相同的阻断能力时，单个桥臂上全桥型子模块、钳位双子模块以及混合子模块所使用的器件数量。
101.表2单个桥臂上不同类型子模块开关器件使用数量
[0102][0103]
表2中n为
[0104][0105]
式中u
dc
表示dc/dc变换器直流侧电压。式(1)表示用传统的半桥型子模块构成mmc时单个桥臂为了维持直流侧电压的稳定所用子模块数量的理论值。
[0106]
对比表2中当不同子模块类型在输入电流为负，同时在保证由他们组成的mmc具有相同的反向阻断能力时，各自所用igbt模块、rb-igbt模块、二极管以及电容的数量，可以发现钳位双子模块为了保证其反向阻断能力也为nuc，其电容数量为其他两种子模块的二倍，但实际上单个钳位双子模块内部有两个电容，正常情况下可以输出2uc，因此为了保证式(1)表示的在正常运行情况下维持直流侧电压稳定的原则，mmc单个桥臂上仅需要n/2个钳位双子模块即可，此时电容数量也为n，但当子模块闭锁且输入电流为负时，如图8所示，子模块输出-uc，为了使由钳位双子模块组成的mmc具有与全桥型mmc相同的反向阻断故障电流的能力，子模块数量需要增加一倍，各开关器件以及电容数量也相应成倍的增加，不光增加了dc/dc变换器的体积，也提高了投资成本。然而逆阻-半桥混合子模块在闭锁后，当输入电流为负时，其内部两个电容串联为二极管提供反向电压，闭锁情况下电容的连接关系与正常情况下子模块输出2uc(即u
c1
u
c2
，u
c1
和u
c2
均等于uc)电平时两电容的耦合状态一致，因此dc/dc变换器在正常运行状态与闭锁情况下mmc所需逆阻-半桥混合子模块数量均为n/2，无需增加多余的逆阻-半桥混合子模块便可使混合子模块型mmc具有与全桥型子模块型mmc相同的反向阻断能力，同时前者桥臂所需开关数量小于后者，可以降低投资成本，提高基于mmc的dc/dc变换器的经济性。
[0107]
综上，逆阻-半桥混合子模块组成的mmc具有反向阻断能力强且开关器件数量少的优势，同时由于逆阻-半桥混合子模块使用了rb-igbt模块，使整体通态损耗降低，因此将逆阻-半桥混合子模块组成的mmc用于dc/dc变换器中具有较为广阔的发展前景。
[0108]
实施例2
[0109]
本发明实施例2提供一种基于mmc的dc/dc变换器，dc/dc变换器的各相mmc中的子模块实施例1中的混合子模块。
[0110]
图2所示的dc/dc变换器中mmc的子模块用图1所示的逆阻-半桥混合子模块代替，利用matlab/simulink软件进行模型搭建，采用基于双重移相的s/m调制，设置输入的逆变侧电压为6kv，中频变压器的工作频率为1khz,变比k
t
为2.5，桥臂电感为1mh，归算到一次侧的变压器漏感l
t
为1mh，子模块电容(包括电容c1和电容c2)为4700
μf
，额定电压为1.5kv，逆变侧(即低压侧桥臂的子模块数为4个，整流侧(即高压侧)桥臂的子模块为40个。
[0111]
在2.4s时在dc/dc变换器的整流侧(即高压侧)设置双极短路故障，为了验证混合
子模块的故障清除能力，仿真中采用了基于半桥型子模块组成的mmc的dc/dc变换器进行对比验证。在由半桥型子模块组成的dc/dc变换器中，于2.4s时刻在高压直流侧发生永久性故障，图13展示了整流mmc中a相上桥臂的电流波形，从图13中可以看出当故障电流稳定后有一稳定的交流分量，与实施例1分析故障电流的组成一致，电容放电结束后，仍有非故障侧mmc通过交流变压器向故障点传输的稳定故障电流，因此桥臂电流由于电容放电先迅速增加，后保持稳定。对于基于混合子模块组成的mmc的dc/dc变换器，在2.4s时刻设置双极短路故障，2ms后故障侧mmc的所有子模块闭锁，由图14所示的整流mmc的a相上桥臂电流可以看出，子模块闭锁后，桥臂电流逐渐减小至0，从而验证了混合子模块具有阻断故障电流的能力。
[0112]
通过以上的仿真分析，可以得到在直流侧发生短路故障时，采用具有故障阻断能力的子模块是清除故障电流的有效方式。本发明提出一种逆阻-半桥混合子模块，通过分析闭锁状态下电流的流通路径，从原理上解释了混合子模块具有切断故障电流能力的原因，并将该子模块与传统半桥、全桥以及钳位双子模块进行比较，得到了混合子模块具有阻断能力强、开关器件数量少以及通态损耗低等优势的结论。最后在matlab/simulink仿真软件上进行模型搭建，验证了混合子模块具有清除故障电流的能力。
[0113]
实施例3
[0114]
本发明实施例3提供一种基于mmc的dc/dc变换器的控制方法，所述控制方法应用于上述基于mmc的dc/dc变换器，所述控制方法包括如下步骤：
[0115]
根据dc/dc变换器的各相mmc中的混合子模块需要输出的目标电压确定混合子模块的目标投入状态；所述目标投入状态为第一投入状态、第二投入状态或第三投入状态。
[0116]
当dc/dc变换器的逆变侧和整流侧均未发生双极短路故障时，采用半桥型子模块的调制策略对dc/dc变换器的各相mmc中的混合子模块进行目标投入状态与切除状态的切换控制。
[0117]
当所述逆变侧和所述整流侧中的至少一侧发生双极短路故障时，将所述至少一侧中各混合子模块切换至闭锁状态。
[0118]
其中，所述根据dc/dc变换器的各相mmc中的混合子模块需要输出的目标电压确定混合子模块的目标投入状态，具体包括：
[0119]
当混合子模块需要输出的目标电压为u
c1
时，确定所述混合子模块的目标投入状态为第一投入状态；
[0120]
当混合子模块需要输出的目标电压为u
c2
时，确定所述混合子模块的目标投入状态为第二投入状态；
[0121]
当混合子模块需要输出的目标电压为u
c1
u
c2
时，确定所述混合子模块的目标投入状态为第三投入状态；
[0122]
其中，u
c1
为电容c1两端的电压，u
c2
为电容c2两端的电压。
[0123]
基于上述实施例，本发明的优点如下：
[0124]
由于基于mmc的dc/dc变换器逆变侧连接汇集网络，整流侧连接高压输电线路，同时需要传输整个风电场的能量，因此当变换器的任意一侧发生双极短路故障时，mmc的子模块电容与短路点构成了放电回路，短路点电流迅速上升，同时流过各开关器件的电流也大大增加，对开关器件造成了严重的损坏，为此本发明提出了一种逆阻-半桥混合子模块，可
以利用子模块本身的拓扑结构有效清除故障电流。在电流正向输入子模块时，利用二极管的单向导电特性以及rb-igbt模块具有相同的正、反向故障阻断能力，切断故障电流；当电流反向时，电容为二极管提供反向电压，同时由于故障闭锁初期输入电流为负，在该电流方向下即使子模块闭锁时间不一致，电容也可以将rb-igbt模块承受的电压钳位在电容电压水平，防止提前闭锁的子模块中的rb-igbt承受全部交流电压。
[0125]
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。
[0126]
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术行人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。