一种单向隔离型DCDC变换器的控制方法与流程

一种单向隔离型dcdc变换器的控制方法
技术领域
1.本技术涉及dcdc变换器技术领域，尤其是涉及一种单向隔离型dcdc变换器的控制方法。


背景技术：

2.随着电力电子技术的发展，高频隔离、高效率的变换器的需求逐步增加。目前，隔离型dcdc变换器电路的控制方法主要通过硬件设置比较窗口，与输出电压做比较，当输出电压小于目标电压时，通过逐步增加占空比，以使输出电压增大；当输出电压大于目标电压时，通过逐步减小占空比，以使输出电压减小。
3.针对上述相关技术，发明人发现：与输出电压做比较，根据比较结果确定其工作模态，然后认为设置占空比步长进行占空比的加减以实现稳压的目的，通过多次对占空进行加减，导致动态响应速度较慢。


技术实现要素：

4.为了改善动态响应速度，本技术提供一种单向隔离型dcdc变换器的控制方法。
5.本技术提供的一种单向隔离型dcdc变换器的控制方法，采用如下的技术方案：一种单向隔离型dcdc变换器的控制方法，隔离型dcdc变换器包括buck单元与隔离boost单元，控制方法包括以下步骤：对输出电压进行采样得到采样电压，并将所述采样电压与基准电压进行比较，得到电压偏差值；根据所述电压偏差值计算得到控制变量u；判断变换器是否工作在buck模式，若是，则d2为第一预设值，并根据控制变量u对d1进行调节；若否，判断变换器是否工作在buck-boost模式，若是，则d1为第二预设值，并根据控制变量u对d2进行调节；若否，判断变换器是否工作在boost模式时，若是，则d1为第三预设值，并根据控制变量u对d2进行调节；其中，1＞d2＞0.5，1≥d1＞0，d1为buck单元(10)的占空比，d2为隔离boost单元(20)的占空比。
6.通过采用上述技术方案，对输出电压与基准电压进行比较，并得到两者之间的电压偏差值，由电压偏差值得到控制变量u，然后根据控制变量u选择相应的控制策略，相应输出最终的占空比d1、d2进行控制，而d1、d2其中一个的占空比不变，不需要对d1与d2进行多次占空比的增减，进而可提高变换器的动态响应速度。
7.优选的，所述判断变换器是否工作在buck模式，若是，则d2为第一预设值，并根据控制变量u对d1进行调节，包括：判断控制变量u是否小于等于u
min
，若是，则属于buck模式，且d1＝d
1min
，d2＝d
2min
。
8.优选的，所述判断控制变量u是否小于等于u
min
，若是，则属于buck模式，且d1＝d
1min
，d2＝d
2min
之后，还包括：若否，判断控制变量u是否大于u
min
且小于等于u
a2
，若是，则属于buck模式，且d1＝d1(u)，d2＝d
2min
，其中，d1(u)为控制变量u的函数。
9.优选的，所述判断变换器是否工作在buck-boost模式，若是，则d1为第二预设值，并根据控制变量u对d2进行调节，包括：当输入电压低于目标电压时，判断控制变量u是否大于u
a2
且小于等于u
a1
，若是，则属于buck-boost模式，且d1＝d
1max
，d2＝d2(u)，d2(u)为控制变量u的函数；或当输入电压高于目标电压时，判断控制变量u是否大于u
a2
且小于u
a3
，若是，则属于buck-boost模式。
10.优选的，所述判断变换器是否工作在boost模式时，若是，则d1为第三预设值，并根据控制变量u对d2进行调节，包括：当输入电压低于目标电压时，判断控制变量u是否大于u
a2
且小于等于u
a1
，若否，则属于boost模式，且d1＝1，d2＝d＇2(u)，d＇2(u)为控制变量u的函数；或当输入电压高于目标电压时，判断控制变量u是否大于u
a2
且小于u
a3
，若否，则属于boost模式。
11.通过采用上述技术方案，可对变换器的工作模式进行精准判断，便于精准调节。
12.优选的，d1(u)＝u，
13.通过采用上述技术方案，利用u来计算占空比d1、d2，可实现闭环控制，同时，占空比按照预设的占空比轨迹进行控制，输出更稳定。
14.优选的，所述d
2min
为0.515，所述d
1max
为0.97。
15.优选的，所述u
a1
为1，所述u
a2
为0.97,所述u
a3
为1.02。
16.通过采用上述技术方案，u
a1
、u
a2
、u
a3
之间可形成滞环区，在buck-boost模式时，通过设置滞环区，可减少因电压抖动而导致频繁切换模式的情况，提高了模式控制的稳定性。
17.优选的，所述根据所述电压偏差值计算得到控制变量u，具体为：将所述电压偏差值输入pi控制器中计算得到控制变量u。
18.通过采用上述技术方案，可提高计算的稳定性。
19.综上所述，本技术包括以下至少一种有益技术效果：1.根据控制变量u选择相应的控制策略，相应输出最终的占空比d1、d2进行控制，占空比按照预设的占空比轨迹进行控制，输出稳定，且动态响应速度快；2.通过设置滞环区，可减少因电压抖动而导致频繁切换模式的情况，使控制更稳定。
附图说明
20.图1是本技术实施例中一种单向隔离型dcdc变换器的控制方法的电路框图；图2是本技术实施例中一种单向隔离型dcdc变换器的控制方法的流程图；图3是输入电压处于减小过程，变换器的稳态工作轨迹图；图4是输入电压处于增大过程，变换器的稳态工作轨迹图。
21.附图标记说明：10、buck单元；20、隔离boost单元；30、滤波电路。
具体实施方式
22.为了使本技术的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图1-4及实施例，对本技术进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本技术，并不用于限定本技术。
23.参照图1，单向隔离型dcdc变换器包括buck单元10和隔离boost单元20以及滤波电路30，其中，buck单元10包括开关管s1、开关管s2和电感l，开关管s1的漏极与输入电压的正极连接，开关管s1的源极与开关管s2的漏极连接，开关管s2的的源极与输入电压的负极连接，电感l的一端与开关管s1的源极、开关管s2的漏极连接，电感l的另一端与隔离boost单元20连接。
24.隔离boost单元20包括开关管s3、开关管s4、开关管s5、开关管s6、隔离变压器tr、开关管s7、开关管s8，其中，开关管s3、开关管s4、开关管s5与开关管s6构成桥式电路，该桥式电路的输入端与电感l连接。隔离变压器tr包括原边绕组np、副边绕组n1与副边绕组n2，原边绕组np的一端与开关管s3、开关管s4连接，原边绕组np的另一端与开关管s5、开关管s6连接，副边绕组n1与副边绕组n2串联；开关管s7的漏极与副边绕组n1的一端连接，开关管s7的源极与开关管s8的源极、地连接，开关管s8的漏极与副边绕组n2的一端连接。
25.可选的，单向隔离型dcdc变换器还包括滤波电路30，滤波电路30包括电阻r1和电容c0，电阻r1的一端与副边绕组n1、副边绕组n2连接，电阻r1的另一端接地，电容c0与电阻r1并联。
26.开关管s1～s8均采用n型mos管，其中，在驱动开关管s1～s8时，开关管s3与开关管s6的驱动信号一致，且与开关管s7的驱动信号互补，即，开关管s3与开关管s6的驱动信号为“1”时，开关管s7的驱动信号为“0”；而开关管s3与开关管s6的驱动信号为“0”时，开关管s7的驱动信号为“1”。开关管s4与开关管s5的驱动信号一致，且与开关管s8的驱动信号互补，其中，开关管s3的驱动信号与开关管s4的驱动信号的占空比相同，而相位差为180度。
27.本技术实施例公开一种单向隔离型dcdc变换器的控制方法。参照图2，控制方法包括以下步骤：s1：对输出电压进行采样得到采样电压，并将所述采样电压与基准电压进行比较，得到电压偏差值。
28.具体的，采样电压通过采样电路进行获取，例如，参照图1，输出电压为vout，采样电压为vs，基准电压为vref，电压偏差值为ve，其中，ve＝vref-vs。
29.s2：根据所述电压偏差值计算得到控制变量u。
30.具体的，将电压偏差值输入pi控制器中计算得到控制变量u。
31.s3：判断变换器是否工作在buck模式，若是，则d2为第一预设值，并根据控制变量u对d1进行调节。
32.s4：若否，判断变换器是否工作在buck-boost模式，若是，则d1为第二预设值，并根据控制变量u对d2进行调节。
33.s5：若否，判断变换器是否工作在boost模式时，若是，则d1为第三预设值，并根据控制变量u对d2进行调节。
34.具体的，为了保证电感l的电流存在续流回路中，开关管s3～s6不能同时关断，即隔离变压器原边绕组np的全桥部分必须存在直通的状态，为此，d2需大于0.5；其中，1＞d2＞
0.5，1≥d1＞0，d1为buck单元的占空比，d2为隔离boost单元的占空比。
35.具体的，变换器有三种工作模式，分别是：buck模式、buck-boost模式以及boost模式。例如，输入电压为9v-36v，目标电压为24v，其中，当输入电压为9v-24v时，变换器处于boost模式；当输入电压为24v-36v时，变换器处于buck模式；当输入电压等于24v时，变换器处于buck-boost模式。
36.例如，根据d1控制开关管s1～s2，例如，d1＝0.9，其中，开关管s1的占空比为0.9，若开关管s2的占空比若等于0.1，则容易出现炸管的情况，故此时，开关管s2的占空比略小于0.1。
37.根据d2控制开关管s3～s8，例如，d2＝0.6，开关管s3～s6的占空比为0.6，开关管s7～s8占空比略小于0.4，其中，开关管s3、开关管s6的占空比一致，开关管s3、开关管s6的占空比一致，开关管s7的占空比与开关管s3的占空比互补；开关管s4、开关管s5的占空比一致，开关管s4占空比与开关管s3占空比的相位差为180度，开关管s8的占空比与开关管s4的占空比互补。
38.可选的，在步骤s3中，即判断变换器是否工作在buck模式，若是，则d2为第一预设值，并根据控制变量u对d1进行调节，包括：s31：判断控制变量u是否小于等于u
min
，若是，则属于buck模式，且d1＝d
1min
，d2＝d
2min
。
39.s32：若否，判断控制变量u是否大于u
min
且小于等于u
a2
，若是，则属于buck模式，且d1＝d1(u)，d2＝d
2min
，其中，d1(u)为控制变量u的函数。
40.具体的，每个采样周期读取一次pi控制器输出的控制变量u，采样周期可以根据实际情况进行设定，例如，采样周期可以为8微秒。
41.在步骤s4中，即若否，判断变换器是否工作在buck-boost模式，若是，则d1为第二预设值，并根据控制变量u对d2进行调节，包括：s41：当输入电压低于目标电压时，判断控制变量u是否大于u
a2
且小于等于u
a1
，若是，则属于buck-boost模式，且d1＝d
1max
，d2＝d2(u)，d2(u)为控制变量u的函数；或，当输入电压高于目标电压时，判断控制变量u是否大于u
a2
且小于u
a3
，若是，则属于buck-boost模式。
42.在步骤s5中，即若否，判断变换器是否工作在boost模式时，若是，则d1为第三预设值，并根据控制变量u对d2进行调节，包括：s51：当输入电压低于目标电压时，判断控制变量u是否大于u
a2
且小于等于u
a1
，若否，则属于boost模式，且d1＝1，d2＝d＇2(u)，d＇2(u)为控制变量u的函数；或，当输入电压高于目标电压时，判断控制变量u是否大于u
a2
且小于u
a3
，若否，则属于boost模式。
43.例如，目标电压为24v，而当输入电压为24v时，若电压不稳定发生抖动，会导致变换器频繁切换模式，导致控制不稳定；为了平滑切换，本技术在目标电压处设置滞环区，其中，滞环区的选取若过小，容易出现震荡的现象；滞环区的选取若过大，容易出现超调的现象，而在本实施例中，滞环区整体的电压范围选取为1.2v。
44.例如，目标电压为24v，在稳态时，一般需要提前进行模式切换，所以，在电路中对应的切换电压选取为a1vout＝23.28v，在a1vout的两侧分别选取一个数值：a2vout＝24v，
a3vout＝22.8v；其中，滞环区为(22.8v，23.28v)与(23.28v，24v)。
45.例如，输入电压在9v-36v之间变动，当输入电压处于减小过程时，如36v变到24v，此时，变换器的稳态工作轨迹参考图3；其中，切换电压为a1vout＝23.28v，此时，输入电压突然抖动增大到23.7v，而23.7v小于24v，变换器的模式依然为buck-boost模式；当输入电压处于增大过程时，如9v变到24v，此时，变换器的稳态工作轨迹参考图4，输入电压突然抖动减小到23v，而23v大于22.8v，变换器的模式依然为buck-boost模式。
46.其中，a1vout对应的横坐标点为u
a1
，a2vout对应的横坐标点为u
a2
，a3vout对应的横坐标点为u
a3
，图3与图4的关键参数可以选取为：表1当下列方程成立时，变换器的增益在模式切换时是连续的：其中，若定义d1(u)＝u，则式(1)有唯一解：式(2)代入表1具体参数化简得到：表1中的参数u
a1
、u
a2
、u
a3
可以由式(3)计算得到：
其中，d1(u)为图3、图4中的ab段，ab段的斜率为1；d2(u)为图3、图4中的cd段；d＇2(u)为图3、图4中的ef段。d
1min
是最小占空比，可根据实际进行设定，以确保芯片输出的占空比不畸变就行，其中，u
min
的数值与d
1min
的数值相同。
47.本实施例一种单向隔离型dcdc变换器的控制方法的原理为：对输出电压进行采样，根据目标电压和采样电压进行做差，并将电压偏差值输入pi控制器得到控制变量u，然后根据控制变量u的数值进行控制策略上的判断，可以确定变换器工作在哪种工作模式，当控制器工作在不同的工作模式的时候，占空比按照预先设计的占空比轨迹进行控制，从而使输出稳定，且动态响应速度快。
48.所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为了描述的方便和简洁，仅以上述各功能单元、模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能单元、模块完成，即将装置的内部结构划分成不同的功能单元或模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。