一种多路输出电路的控制电路及其反馈电路的制作方法

一种多路输出电路的控制电路及其反馈电路
1.本技术是申请号：cn 202011519080.3，申请日：2020年12月21日，发明名称：一种多路输出电路的控制电路及其反馈电路的专利申请的分案申请。
技术领域
2.本发明涉及电子电路，具体涉及多路输出电路及其反馈电路。


背景技术：

3.在开关电源电路中，如图1所示的反激式转换器，可以通过在变压器上增加副边绕组来产生多个输出电压。由于这类开关电源电路只有单个控制环路，所以当其具有多个输出时，我们需要选择需调节的输出作为反馈信号来参与控制环路的调节。该反馈的输出可以是具有最高功率的输出，也可以是精确度要求较高的低功率输出。然而该反馈仅对本路输出提供精确的调节，对于其他输出来说，仅进行了粗略调节或者不调节。
4.为了加强对各路输出的调节，一种常用的解决方案是对多路输出反馈进行加权，以实现对多路输出的调节。在部分应用中，例如部分原边控制的反激式转换器中，出于成本考虑省掉了光耦等耦合器件，副边的输出难以反馈至原边，更不用说多个副边的输出反馈及调节了。在这类应用中，如何提供反馈信号来有效地调节各路输出成为一个难题。


技术实现要素：

5.本发明的目的在于解决现有技术的上述技术问题，提出了一种用于多路输出的开关电源电路的反馈控制电路和控制方法。
6.根据本发明一实施例的一种控制电路，用于控制具有至少两个副边整流管的多路输出开关电路，所述控制电路包括：采样保持电路，在副边整流管中的任一个开通期间采样保持供电绕组电压，输出供电绕组采样保持信号；以及反馈电路，接收控制电路的电源电压和供电绕组采样保持信号，在供电绕组采样保持信号的值处于第三比例电压和第四比例电压之间时，输出供电绕组采样保持信号作为反馈电压用于控制多路输出开关电路的输出，其中，所述第三比例电压与电源电压之比为第三比例系数，所述第四比例电压与电源电压之比为第四比例系数，所述第三比例系数的值大于1并且小于2，所述第四比例系数的值大于0且小于1。
7.在一个实施例中，所述控制电路还包括：误差放大器，接收反馈电压和基准信号，输出补偿信号，所述补偿信号为反馈电压和基准信号的误差放大信号；以及脉冲控制电路，接收补偿信号，基于补偿信号输出开关控制信号用于控制多路输出开关电路的原边开关。
8.在一个实施例中，所述反馈电路包括：第三比例电路，接收电源电压，输出第三比例电压，所述第三比例电压与电源电压之比为第三比例系数，所述第三比例系数的值大于1并且小于2；第四比例电路，接收电源电压，输出第四比例电压，所述第四比例电压与电源电压之比为第四比例系数，所述第四比例系数的值大于0且小于1；迟滞比较电路，接收第三比例电压、第四比例电压和供电绕组采样保持信号，并基于三者的比较结果输出选择信号，其
中，在供电绕组采样保持信号的值处于第三比例电压和第四比例电压之间时，所述选择信号的值为第一电平，否则，所述选择信号的值为第二电平；以及选择电路，接收选择信号、电源电压和供电绕组采样保持信号，当选择信号的值为第一电平时，选择输出供电绕组采样保持信号作为反馈电压，当选择信号的值为第二电平时，选择输出电源电压作为反馈电压。
9.根据本发明一实施例的一种控制电路，用于控制具有至少两个副边整流管的多路输出开关电路，所述控制电路包括：采样保持电路，在副边整流管中的任一个开通期间采样保持供电绕组电压，输出供电绕组采样保持信号；反馈电路，接收控制电路的电源电压、供电绕组采样保持信号、补偿信号和阈值信号，基于补偿信号和阈值信号的比较结果输出电源电压或供电绕组采样保持信号作为反馈电压；以及误差放大器，接收反馈电压和基准信号，输出补偿信号用于控制多路输出开关电路，所述补偿信号为反馈电压和基准信号的误差放大信号。
10.根据本发明一实施例的一种反激式开关电路，包括前述控制电路，还包括：原边开关，耦接在原边绕组和原边地之间。
11.根据本发明一实施例的一种用于flybuck电路的控制电路，包括：采样保持电路，在flybuck电路的副边整流管开通期间采样flybuck电路的原边绕组电压，输出原边绕组采样保持信号；以及反馈电路，接收控制电路的电源电压和原边绕组采样保持信号，在原边绕组采样保持信号的值处于第三比例电压和第四比例电压之间时，输出原边绕组采样保持信号作为反馈电压用于控制多路输出开关电路的输出，其中，所述第三比例电压与电源电压之比为第三比例系数，所述第四比例电压与电源电压之比为第四比例系数，所述第三比例系数的值大于1并且小于2，所述第四比例系数的值大于0且小于1。
12.在一个实施例中，所述控制电路还包括误差放大器，接收反馈电压和基准信号，输出补偿信号，所述补偿信号为反馈电压和基准信号的误差放大信号；以及脉冲控制电路，接收补偿信号，基于补偿信号输出原边开关的开关控制信号。
13.根据本发明一实施例的一种flybuck电路，包括前述flybuck电路的控制电路，还包括：储能元件，包括原边绕组和副边绕组；原边开关，耦接在flybuck电路的输入电压和控制地之间；续流管，耦接在原边绕组的第一端和原边地之间，原边绕组的第二端提供第一输出电压；以及副边整流管，耦接在副边绕组和第二输出电压之间。
14.本发明提出的反馈电路和控制电路，电路结构简单，并且可以有效地调节多路输出，提高各路输出精度。
附图说明
15.图1示出了现有的原边控制的反激式开关电路10的电路结构示意图；
16.图2示出了根据本发明一实施例的控制电路20的电路结构示意图；
17.图3示出了反激式开关电路10的电源电压vcc1、供电绕组采样保持信号vs&h1和供电绕组电压vl1的电压波形示意图；
18.图4示出了根据本发明一实施例的控制电路40的电路结构示意图；
19.图5示出了根据本发明一实施例的控制电路50的电路结构示意图；
20.图6示出了根据本发明一实施例的控制电路60的电路结构示意图；
21.图7示出了现有的flybuck电路70的电路结构示意图；
22.图8示出了flybuck电路70中的电源电压vcc2、原边绕组电压vl2和原边绕组采样保持信号vs&h2的电压波形示意图；
23.图9示出了根据本发明一实施例的控制电路90的电路结构示意图；
24.图10示出了根据本发明一实施例的控制电路100的电路结构示意图；
25.图11示出了根据本发明一实施例的控制电路110的电路结构示意图。
具体实施方式
26.下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本发明。在其他实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、材料或方法。
27.在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和/或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。应当理解，当称元件“连接到”或“耦接到”另一元件时，它可以是直接连接或耦接到另一元件或者可以存在中间元件。相反，当称元件“直接连接到”或“直接耦接到”另一元件时，不存在中间元件。相同的附图标记指示相同的元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。
28.图1示出了现有的原边控制的反激式开关电路10的电路结构示意图。如图1所示，反激式开关电路10包括：储能元件t1，包括原边绕组lp1、第一副边绕组ls11、第二副边绕组ls12和供电绕组lt1；原边开关pm1，耦接在原边绕组lp1和原边地pgnd之间；第一副边整流管d11，耦接在第一副边绕组ls11和反激式开关电路10的第一输出端102之间；第二副边整流管d12，耦接在第二副边绕组ls12和反激式开关电路10的第二输出端103之间；供电绕组整流管d13，耦接在供电绕组lt1的一端和电源电压vcc1之间；以及控制电路105，接收电源电压vcc1和供电绕组电压vl1，输出开关控制信号g1用于控制原边开关pm1。所述控制电路105和原边开关pm1可以集成于原边控制芯片，也可以分别集成于不同的芯片。如图1所示，所述反激式开关电路10的第一输出端102耦接电容co11，所述电容co11两端提供第一输出电压va1；第二输出端103耦接电容co12，所述电容co12两端提供第二输出电压va2；以及所述电源电压vcc1与原边地pgnd之间耦接电容ct1，并且所述电源电压vcc1由供电绕组lt1产生，用于给控制电路105供电。
29.所述反激式开关电路10利用原边开关pm1与第一副边整流管d11并第二副边整流管d12的交替通断，将能量从原边传递至副边。通过设置原副边绕组的匝数比及原边开关pm1的占空比，反激式开关电路10可以提供所需的第一输出电压va1和第二输出电压va2。
30.在原边控制的反激式开关电路10中，由于原副边隔离，并且没有光耦等耦合器件来反馈副边输出，因此，在现有技术中，通常在副边整流管续流期间采样并保持供电绕组lt1的电压vl1作为反馈电压，来调节原边开关pm1的占空比，以适应第一输出端102和第二
输出端103的负载变化。然而，在部分情况下，例如各路输出的负载大小相差悬殊、系统整体负载较轻，或轻载输出路的精确度要求较高等，采样供电绕组电压vl1用作反馈电压来调节控制环路，通常无法及时有效地调节轻载输出路。
31.图2示出了根据本发明一实施例的控制电路20的电路结构示意图。如图2所示，所述控制电路20包括：采样保持电路24，在副边整流管d11和d12中的任一个开通期间采样保持供电绕组电压vl1，输出供电绕组采样保持信号vs/h1；反馈电路21，接收电源电压vcc1和供电绕组采样保持信号vs/h1，输出加权电压vmix1作为反馈电压vfb1；误差放大器22，接收反馈电压vfb1和基准信号vref1，输出补偿信号vcomp1，所述补偿信号vcomp1为反馈电压vfb1和基准信号vref1的误差放大信号；以及脉冲控制电路23，接收补偿信号vcomp1，并基于补偿信号vcomp1，输出原边开关pm1的开关控制信号g1。
32.所述采样保持电路24，接收供电绕组电压vl1，并在任一副边整流管开通时并且供电绕组电压vl1结束振荡后的时段内对供电绕组电压vl1进行采样并保持其值，以输出供电绕组采样保持信号vs&h1。在实际应用中，本领域技术人员可以根据具体应用的各参数计算副边整流管的开通时长，并估算供电绕组电压vl1在原边开关pm1关断，副边整流管d11及d12开通后的振荡时长，从而避开该振荡时长来选择合适的采样点。
33.所述脉冲控制电路23可以采用现有技术中任意用于产生具有一定占空比的开关控制信号g1的电路，例如脉冲宽度调制电路(pwm)、脉冲频率调制电路(pfm)或两者的结合。在一个实施例中，当反馈电压vfb1减小时，补偿信号vcomp1增大，通过脉冲控制电路23的调节，所述控制信号g1的占空比增大，从而从原边传递更多能量至副边。当反馈电压vfb1增大时，补偿信号vcomp1减小，通过脉冲控制电路23的调节，所述控制信号g1的占空比减小，从而减少从原边传递至副边的能量。
34.图2实施例中，所述反馈电路21也称作加权电路，包括：第一比例电路201，接收电源电压vcc1，输出与电源电压vcc1成比例的第一比例电压k1
×
vcc1，k1为第一比例系数，其值大于0小于1；第二比例电路202，接收供电绕组采样保持信号vs&h1，输出与供电绕组采样保持信号vs&h1成比例的第二比例电压k2
×
vs&h1，k2为第二比例系数，其值大于0小于1；以及运算电路203，接收第一比例电压k1
×
vcc1和第二比例电压k2
×
vs&h1，输出加权电压vmix，所述加权电压vmix1是第一比例电压k1
×
vcc1和第二比例电压k2
×
vs&h1之和，即vmix1＝k1
×
vcc1 k2
×
vs&h1；其中，k1 k2＝1。
35.图3示出了反激式开关电路10的电源电压vcc1、供电绕组电压vl1和供电绕组采样保持信号vs&h1的电压波形示意图。以下结合图1、图2和图3来阐述控制电路20的工作原理。如图3所示，在t0时刻，所述原边开关pm1关断，所述第一副边整流管d11、第二副边整流管d12及供电绕组整流管d13导通，所述供电绕组电压vl1上升，在起始时刻产生振荡，所述电容ct1被充电，电源电压vcc1有一定的上升。在电源电压vcc1大于供电绕组电压vl1后，供电绕组整流管d13关断，电源电压vcc1保持在电容ct1上，给控制电路105供电。在供电绕组电压vl1停止振荡，到所有副边整流管关断(t1时刻)之前，所述采样保持电路24对供电绕组电压vl1进行采样，并保持其值，输出供电绕组采样保持信号vs&h1。在t2时刻，原边开关pm1导通，供电绕组采样保持信号vs&h1的值不变。由于对控制电路105供电而供电绕组整流管d13又处于关断状态，电源电压vcc1缓慢下降。在t3时刻，原边开关pm1再次关断，新的开关周期开始，循环往复。
36.所述电源电压vcc1给控制电路105供电，其负载状态接近于轻载输出路。而供电绕组采样保持信号vs&h1则更能反映重载输出路的输出。图2中的反馈电路21将两者经过加权后叠加在一起，既可以调节重载输出路的输出，又可以调节轻载输出路的输出，从而使得多路输出的每一路均能得到有效调节。在图2中，比例系数k1和k2的值可以根据具体应用的需要而设置。例如在具体应用中，重载输出路的负载所需的电源精度要求更高，则k2的值可以适当地大一些，而k1的值则适当地小一些。若是轻载输出路的负载所需的电源精度要求更高，则k1的值可以适当地大一些，而k2的值则适当地小一些。在一个实施例中，k1＝0.2且k2＝0.8。
37.图4示出了根据本发明一实施例的控制电路40的电路结构示意图。如图4所示，控制电路40包括：采样保持电路24，在副边整流管d11和d12中的任一个开通期间采样保持供电绕组电压vl1，输出供电绕组采样保持信号vs/h1；反馈电路41，接收电源电压vcc1和供电绕组电压vl1，并且基于电源电压vcc1和供电绕组电压vl1输出反馈电压vfb1；误差放大器22，接收反馈电压vfb1和基准信号vref1，输出补偿信号vcomp1，所述补偿信号vcomp1为反馈电压vfb1和基准信号vref1的误差放大信号；脉冲控制电路23，接收补偿信号vcomp1，并基于补偿信号vcomp1，输出原边开关pm1的开关控制信号g1。
38.在图4实施例中，所述反馈电路41包括：第三比例电路401，接收电源电压vcc1，输出与电源电压vcc1成比例的第三比例电压k3
×
vcc1，k3为第三比例系数，且1《k3《2；第四比例电路402，接收电源电压vcc1，输出与电源电压vcc1成比例的第四比例电压k4
×
vcc1，k4为第四比例系数，且0《k4《1；迟滞比较电路403，接收第三比例电压k3
×
vcc1、第四比例电压k4
×
vcc1和供电绕组采样保持信号vs&h1，并基于三者的比较结果输出选择信号s1，其中，在供电绕组采样保持信号vs&h1的值处于第三比例电压k3
×
vcc1和第四比例电压k4
×
vcc1之间时，所述选择信号s1的值为第一电平，否则，所述选择信号s1的值为第二电平；以及选择电路42，接收选择信号s1、电源电压vcc1和供电绕组采样保持信号vs&h1，在选择信号s1的控制下，选择输出电源电压vcc1或供电绕组采样保持信号vs&h1作为反馈电压vfb1。
39.所述选择信号s1的电平状态可以根据具体应用电路情况来决定，例如选择信号s1的第一电平可以是高电平，第二电平可以是低电平，或者正好相反。
40.所述第三比例电压k3
×
vcc1和第四比例电压k4
×
vcc1为供电绕组采样保持信号vs&h1的迟滞区间。在图4实施例中，当供电绕组采样保持信号vs&h1的值处于第三比例电压k3
×
vcc1和第四比例电压k4
×
vcc1之间时，即k4
×
vcc1《vs&h1《k3
×
vcc1时，所述供电绕组采样保持信号vs&h1被选择电路407选作反馈电压vfb1。当供电绕组采样保持信号vs&h1的值大于第三比例电压k3
×
vcc1或小于第四比例电压k4
×
vcc1时，可能对供电绕组电压vl1的采样点处于其振荡位置，供电绕组采样保持信号vs&h1不能真实反映负载，在这种情况下，电源电压vcc1被选作反馈电压vfb1。
41.在图4实施例中，所述迟滞比较电路403包括：第一比较器404，接收第三比例电压k3
×
vcc1和供电绕组采样保持信号vs&h1，并基于两者的比较结果输出第一比较信号cr1；第二比较器405，接收第四比例电压k4
×
vcc1和供电绕组采样保持信号vs&h1，并基于两者的比较结果输出第二比较信号cr2；逻辑电路406，接收第一比较信号cr1和第二比较信号cr2，并基于两者的逻辑运算，输出选择信号s1。
42.在一个实施例中，k3＝1.2，k4＝0.8。当0.8
×
vcc1《vs&h1《1.2
×
vcc1时，所述第一
比较信号cr1和第二比较信号cr2高电平，经过逻辑电路406后，所述选择信号s1为高电平，所述选择电路407在选择信号s1的控制下，选择输出供电绕组采样保持信号vs&h1作为反馈电压vfb1。当vs&h1≤0.8
×
vcc1或vs&h1≥1.2
×
vcc1时，所述第二比较信号cr2或第一比较信号cr1为低电平，经过逻辑电路406后，所述选择信号s1为低电平，所述选择电路407在选择信号s1的控制下，选择输出电源电压vcc1作为反馈电压vfb1。
43.在图4中，所述逻辑电路406为与门电路。本领域普通技术人员应当清楚，当输入信号或输出信号的电平状态发生改变时，为了实现相同的功能，所述逻辑电路406可以包括其他门电路。
44.图5示出了根据本发明一实施例的控制电路50的电路结构示意图。如图5所示，控制电路50包括：采样保持电路24，在副边整流管d11和d12中的任一个开通期间采样保持供电绕组电压vl1，输出供电绕组采样保持信号vs/h1；反馈电路51，接收电源电压vcc1和供电绕组采样保持信号vs/h1，并且基于电源电压vcc1和供电绕组采样保持信号vs/h1输出反馈电压vfb1；误差放大器22，接收反馈电压vfb1和基准信号vref1，输出补偿信号vcomp1，所述补偿信号vcomp1为反馈电压vfb1和基准信号vref1的误差放大信号；脉冲控制电路23，接收补偿信号vcomp1，并基于补偿信号vcomp1，输出原边开关pm1的开关控制信号g1。
45.在图5实施例中，所述反馈电路51包括：第三比例电路401，接收电源电压vcc1，输出与电源电压vcc1成比例的第三比例电压k3
×
vcc1，k3为第三比例系数，且1《k3《2；第四比例电路402，接收电源电压vcc1，输出与电源电压vcc1成比例的第四比例电压k4
×
vcc1，k4为第四比例系数，且0《k4《1；迟滞比较电路403，接收第三比例电压k3
×
vcc1、第四比例电压k4
×
vcc1和供电绕组采样保持信号vs&h1，并基于三者的比较结果输出选择信号s1，其中，在供电绕组采样保持信号vs&h1的值处于第三比例电压k3
×
vcc1和第四比例电压k4
×
vcc1之间时，所述选择信号s1的值为第一电平，否则，所述选择信号s1的值为第二电平；加权电路21，接收电源电压vcc1和供电绕组采样保持信号vs/h1，输出加权电压vmix1；以及选择电路42，接收选择信号s1、电源电压vcc1和加权电压vmix1，在选择信号s1的控制下，选择输出电源电压vcc1或加权电压vmix1作为反馈电压vfb1。
46.所述第三比例电压k3
×
vcc1和第四比例电压k4
×
vcc1为供电绕组采样保持信号vs&h1的迟滞区间。在图5实施例中，当供电绕组采样保持信号vs&h1的值处于第三比例电压k3
×
vcc1和第四比例电压k4
×
vcc1之间时，即k4
×
vcc1《vs&h1《k3
×
vcc1时，所述加权电压vmix1被选择电路407选作反馈电压vfb1。当供电绕组采样保持信号vs&h1的值大于第三比例电压k3
×
vcc1或小于第四比例电压k4
×
vcc1时，可能供电绕组采样保持信号vs&h对供电绕组电压vl1的采样点处于其振荡位置。在这种情况下，电源电压vcc1被选作反馈电压vfb1。
47.图6示出了根据本发明一实施例的控制电路60的电路结构示意图。如图6所示，控制电路60包括：采样保持电路24，在副边整流管d11和d12中的任一个开通期间采样保持供电绕组电压vl1，输出供电绕组采样保持信号vs/h1；反馈电路61，接收补偿信号vcomp1、阈值信号vth、电源电压vcc1和供电绕组采样保持信号vs&h1，并且基于补偿信号vcomp1、阈值信号vth、电源电压vcc1和供电绕组采样保持信号vs&h1，输出反馈电压vfb1；误差放大器22，接收反馈电压vfb1和基准信号vref1，输出补偿信号vcomp1，所述补偿信号vcomp1为反馈电压vfb1和基准信号vref1的误差放大信号；以及脉冲控制电路23，接收补偿信号
vcomp1，并基于补偿信号vcomp1，输出原边开关pm1的开关控制信号g1。
48.在图6实施例中，所述反馈电路61包括：负载比较电路601，接收补偿信号vcomp1和阈值信号vth，并基于两者的比较结果输出选择信号s2；以及选择电路407，接收选择信号s2、电源电压vcc1和供电绕组采样保持信号vs&h1，在选择信号s2的控制下，选择输出电源电压vcc1或供电绕组采样保持信号vs&h1作为反馈电压vfb1。
49.在图6中，当补偿信号vcomp1的值大于阈值信号vth时，判断为系统重载状态，所述选择信号s2为第一电平，所述选择电路407在选择信号s2的控制下，选择输出供电绕组采样保持信号vs&h1作为反馈电压vfb1；当补偿信号vcomp1的值小于等于阈值信号vth时，判断为系统轻载状态，所述选择信号s2为第二电平，即低电平，所述选择电路407在选择信号s2的控制下，选择输出电源电压vcc1作为反馈电压vfb1。
50.通过反馈电路61的控制，所述控制电路60在系统重载时，选择供电绕组采样保持信号vs&h1作为反馈电压vfb1，以重点调节重载输出路，而在系统轻载时，选择电源电压vcc1作为反馈电压vfb1，以重点调节轻载输出路，从而使得系统的重载输出路和轻载输出路均能得到有效调节。
51.所述阈值信号vth用于判断系统的轻重载，其取值可以根据具体应用的参数和需求来设定。
52.图7示出了现有的flybuck电路70的电路结构示意图。如图7所示，flybuck电路70包括：储能元件t2，包括原边绕组lp2和副边绕组ls2；续流管d21，耦接在原边绕组lp2的第一端和原边地gnd21之间，所述原边绕组lp2的第二端提供第一输出电压vb1；原边开关pm2，耦接在输入电压vin和控制地cgnd(即flybuck电路70的开关端)之间；副边整流管d22，耦接在副边绕组ls2和第二输出电压vb2之间；控制电路705，接收电源电压vcc2，输出开关控制信号g2至原边开关pm2。如图7所示，所述第一输出端701和原边地gnd21之间耦接电容co21，所述电容co21两端提供第一输出电压vb1；所述第二输出端702和副边地gnd22之间耦接电容co22，所述电容co22两端提供第二输出电压vb2；以及所述电源电压vcc2与控制地cgnd之间耦接电容ct，且所述电源电压vcc2用于给控制电路705供电。通过控制原边开关pm2及续流管d21、副边整流管d22、供电绕组整流管d23的通断，所述flybuck电路70将输入电压vin转换成所需的第一输出电压vb1、第二输出电压vb2以及电源电压vcc2。所述控制电路705和原边开关pm2可以集成于原边控制芯片，也可以分别集成于不同的芯片。
53.在现有技术中，所述电源电压vcc2用作反馈电压提供至控制电路705，参与控制环路，调节flybuck电路70的输出。然而，当第二输出电压vb2的输出路负载较重时，控制电路705根据电源电压vcc2来调节控制环路已不能快速有效地调节各路负载输出。图8示出了flybuck电路70中的电源电压vcc2、原边绕组电压vl2和原边绕组采样保持信号vs&h2的电压波形示意图。所述原边绕组采样保持信号vs/h2是在续流管d21、副边整流管d22和原边绕组整流管d23任一个导通时的时段内采样保持原边绕组电压vl2所得。如图8所示，当副边重载时，即输出端702重载时，第二输出电压vb2下降，同时续流管d21的导通时长较短，以至于原边绕组电压vl2下降，原边绕组采样保持信号vs&h2和第一输出电压vb1跟随下降。
54.为了在副边重载情况下，使第一输出电压vb1和第二输出电压vb2快速恢复设定值，需要原边绕组采样保持信号vs/h2参加到反馈控制中来。
55.图9示出了根据本发明一实施例的控制电路90的电路结构示意图。控制电路90可
用于替代图7所示的flybuck电路70的控制电路705。图9所示的控制电路90与图2所示的控制电路20相似，在图9中，原边绕组采样保持信号vs/h2和电源电压vcc2输入至加权电路21得到第五比例电压k1
×
vcc2和第六比例电压k2
×
vs/h2，并最终得到加权电压vmix2＝k1
×
vcc2 k2
×
vs/h2，并将加权电压vmix2作为反馈电压vfb2，用于调节控制环路，输出开关控制信号g2来控制原边开关pm2，可使各路输出电压得到快速有效的调节。比例系数k1和k2可根据具体的应用需要来设置。
56.图10示出了根据本发明一实施例的控制电路100的电路结构示意图。控制电路100可用于控制图7所示的flybuck电路70。图10所示的控制电路100与图4所示的控制电路40相似。在图10中，当原边绕组采样保持信号vs/h2的值处于第七比例电压k3
×
vcc2和第八比例电压k4
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vcc2之间时，所述电源电压vcc2被选择电路1007选作反馈电压vfb2，否则，所述原边绕组采样保持信号vs/h2被选作反馈电压vfb2，用于调节控制环路，输出开关控制信号g2来控制原边开关pm2，使各路输出电压得到快速有效的调节。
57.图11示出了根据本发明一实施例的控制电路110的电路结构示意图。控制电路110可用于控制图7所示的flybuck电路70。图11所示的控制电路110与图5所示的控制电路50相似。在图11中，当原边绕组采样保持信号vs/h2的值处于第七比例电压k3
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vcc2和第八比例电压k4
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vcc2之间时，所述电源电压vcc2被选择电路1007选作反馈电压vfb2，否则，所述加权电路21所输出的加权电压vmix2被选作反馈电压vfb2，用于调节控制环路，输出开关控制信号g2来控制原边开关pm2，使各路输出电压得到快速有效的调节。
58.当控制电路110用于控制flybuck电路70时，所述当供电绕组采样保持信号vs/h2的值处于第七比例电压k3
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vcc2和第八比例电压k4
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vcc2之间时，所述电源电压vcc2被选作反馈电压vfb1用于环路控制，否则，所述供电绕组采样保持信号vs/h2和电源电压vcc2的加权电压vmix2被选作反馈电压vfb2。
59.为便于理解，本说明书选择了两路输出的开关电路，即图1的反激式开关电路10和图7的flybuck电路70来阐述本发明的工作原理。但应当理解，本发明亦可应用于具有两路以上输出的开关电路。
60.图3示出了反激式控制电路10工作于电流断续模式(dcm)时的各信号的波形，图8示出了flybuck电路70工作于电流断续模式(dcm)时的各信号的波形。本领域普通技术人员在理解了本发明后应当明白，反激式控制电路10和flybuck电路70工作于何种模式，并不影响本发明的实质。
61.在本发明中，为了信号关系对应清晰起见，用于反馈控制的电源电压、供电绕组电压、供电绕组采样保持信号、原边绕组电压和原边绕组采样保持信号均示意性地输入至控制电路。在实际应用中，为了匹配控制电路及其后级电路的输入电压区间，电源电压、供电绕组电压、供电绕组采样保持信号、原边绕组电压和原边绕组采样保持信号均可以是经过分压处理后再提供给控制电路用于反馈控制。
62.虽然已参照几个典型实施例描述了本发明，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。