多路线性扩频信号在并行传输下的扩频因子检测方法

1.本发明属于通信技术领域，具体涉及一种扩频因子sf的检测方法，可用于信号识别。


背景技术：

2.随着物联网iot逐渐兴起，其在工业、医学以及教育等，提供环境传感，事件监测，监视和控制不同专业领域已得到了广泛应用。在这些应用中，需要为大量的iot设备提供连接，所以巨连接是物联网服务场景中最为显著的特点。为了满足物联网的各种需求，低功耗广域lpwan提供了新颖的通信范例。lpwan技术包括了超窄带技术sigfox，远程技术lora等，这些技术的提出满足了物联网从几公里到几十公里的广域连接，实现了低数据速率，低功耗和低吞吐量的应用。lora作为该应用场景下一种正在兴起的技术，其本质就是线性扩频信号啁啾信号chirp的一种频率偏移调制，并且chirp扩频调制技术已经被列为ieee 802.15.4的物理标准之一。
3.巨连接作为典型的物联网服务场景，采用非授权的通信方式，在任何给定的时间内，处于活跃状态的多个用户同时向网关发送导频和数据，以此来实现低时延和低成本的目的。在该场景下的，用户设备根据与网关之间的距离采用不同扩频因子sf的chirp扩频信号进行发送，且靠近网关的用户设备选择最小的扩频因子sf来达到最高的数据率进行信息传输，远离网关的用户选择较大的sf，对应较低的数据速率进行信息传输来保证可靠性，以体现传输数据速率和可靠性的一个折中，除此之外，用户也可以根据自身需求随机的更改每次传输信号的扩频因子sf。
4.在采用chirp扩频信号的系统中，现有的大部分研究都是在网关对sf已知的条件下，描述如何将采用相同扩频因子sf的多路并行传输信号进行分离，比如在international conference on computer communications会议上发表的pyramid:real-time lora collision decoding with peak tracking和online concurrent transmissions at lora gateway两篇论文。除此之外，还有在网关对sf已知的情况下利用chirp信号的捕获效应，将采用不同扩频因子sf的chirp信号进行分离，比如在journal of communications and networks上发表的a novel mac protocol exploiting concurrent transmissions for massive lora connectivity。但是在实际应用中，多个用户终端是根据自身的需求随机选择不同扩频因子sf的chirp扩频信号进行传输，而网关对于发射终端的用户采用了哪些扩频因子sf是未知的。因而当多路并行传输信号到达网关时，需要先检测出用户端发送信号中可能存在的扩频因子sf，才可以利用现有的技术将不同用户的扩频信号进行分离，而目前尚无有对扩频因子sf的检测方法，因此网关无法对接收信号进行解调，也就不能利用解调后chirp信号的单频特性实现对不同用户的发送信号分离，使得chirp扩频信号在实际应用中受限。


技术实现要素：

5.本发明的目的在于针对上述现有技术的不足，提出一种多路线性扩频信号在并行传输下的扩频因子sf检测方法，以使chirp扩频信号在实际场景中得到更广泛的应用。
6.为实现上述目的，本发明的技术方案包括如下：
7.(1)设每个终端用户的信号由扩频因子相同sf的n个的频率随时间增加的啁啾信号up-chirp和m个频率随时间减小的啁啾信号down-chirp组成，n≥1，m≥1；
8.(2)在网关将多个用户并行传输的信号叠加为一路接收信号a；
9.(3)在网关设置6～12这7个不同扩频因子sf的检测器；
10.(4)利用sf检测器对接收信号a进行扩频因子识别：
11.(4a)将接收信号a送入每个独立的sf检测器，根据每个检测器对应的sf大小截取长度为(n m)
×2sf
的信号b，当接收信号a的长度小于(n m)
×2sf
时，该检测器结束检测；
12.(4b)将截取后信号b中的前n个符号与检测器对应sf的频率随时间减小的啁啾信号down-chirp信号依次进行n次的对应点乘，并对每个符号依次进行2
sf
点快速傅里叶变换fft和绝对值运算得到前n个符号的解调信号c1，再将后m个符号按照2
sf
的长度与检测器对应sf的upchirp信号依次进行m次的对应点乘，并依次进行快速傅里叶变换fft和绝对值运算得到后m个符号的解调信号c2，最终得到由信号c1和c2串联而成的解调信号c＝[c1 c2]；
[0013]
(4c)将每一个sf检测器中解调信号c的前n个符号以2
sf
点长度滑动相加求平均，即相邻两个符号相加取平均，得到(n-1)个滑动平均后符号p，再将后m个符号同样以2
sf
点长度滑动相加求平均得到(m-1)个滑动平均后符号q，最终得到由符号p和q串联而成的滑动平均后信号d＝[p q]；
[0014]
(4d)计算滑动平均后信号d中每个符号的最大值和平均值，并用每个符号的最大值除以平均值得到该符号的判决值s，最终得到含有(n m-2)个判决值的集合e；
[0015]
(4e)设置前门限m、后门限n，将集合e中前(n-1)个判决值集合e1和后(m-1)个判决值集合e2分别与前门限m、后门限n进行比较：
[0016]
若集合e1中有p1个值大于等于m，且集合e2中有p2个值大于等于n，则认为信号a中存在该检测器对应扩频因子sf的啁啾chirp信号，
[0017]
否则，信号a中不存在该检测器对应扩频因子sf的啁啾chirp信号。
[0018]
本发明具有以下优点：
[0019]
1.在实际应用中应用更广泛
[0020]
本发明由于在接收端设置了6～12这7个不同扩频因子sf的检测器，对多路并行传输的线性扩频信号进行不同sf检测，网关从多个不同扩频因子sf的chirp叠加信号中检测处存在的sf，相比现有的技术，无需提前已知终端用户采用的扩频因子sf，极大的提高了线性扩频啁啾chirp信号的应用范围。
[0021]
2.误检率性能好
[0022]
实验证明在awgn下，线性扩频信号不同sf的误检率在10-3
处的信噪比比在已知sf下该类信号误码率在10-3
处要小，而且随着sf越大，两者之间相差的信噪比越大，本发明完全满足啁啾chirp信号解调对信噪比的要求。
附图说明
[0023]
图1是本发明的实现流程图；
[0024]
图2是本发明中使用的up-chirp符号解调原理图；
[0025]
图3是本发明中使用的down-chirp符号解调原理图；
[0026]
图4是本发明中求解调后信号判决值的实现原理图；
[0027]
图5是用本发明在信道为awgn下，对sf＝7和sf＝11两路叠加信号的sf误检率性能仿真图；
[0028]
图6是用本发明在信道为awgn下，对sf＝11、sf＝9、sf＝7、sf＝6这四路叠加信号的sf误检率性能仿真图。
具体实施方式
[0029]
以下结合附图对本发明的实施例和效果作进一步详细描述。显然，基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0030]
参见图1，本实例的实现步骤如下：
[0031]
步骤1，获取终端用户的发送信号。
[0032]
在巨连接场景中，每个活跃用户一般通过向网关发送多个线性扩频啁啾chirp信号作为前导进行信道估计，本实例中利用该前导信号进行扩频因子检测，并设每个用户的前导信号由扩频因子sf相同的n个频率随时间增大的啁啾信号up-chirp和m个频率随时间减小的啁啾信号down-chirp组成，n≥1，m≥1，其中的up-chirp和down-chirp信号为基本信号或者为调制后的信号。
[0033]
步骤2，获取网关的接收信号a。
[0034]
当多个用户的前导信号经过并行传输到达网关时，在网关通过叠加的方式将多路信号变为一路接收信号a，表示如下：
[0035]
a＝∑x
ihi
z
[0036]
其中，xi代表第i个用户的信号，hi代表第i个用户的信道信息，z代表噪声。
[0037]
步骤3，设置网关的扩频因子检测器。
[0038]
在网关将不同用户的信号进行分离解调之前，需要知道接收信号中包括哪些扩频因子sf的线性扩频啁啾信号，所以需在网关设置6～12这7个不同扩频因子sf的检测器，即：第一个检测器的扩频因子sf＝6，第二个检测器的扩频因子sf＝7，第三个检测器的扩频因子sf＝8，第四个检测器的扩频因子sf＝9，第五个检测器的扩频因子sf＝10，第六个检测器的扩频因子sf＝11，第七个检测器的扩频因子sf＝12。
[0039]
步骤4，获取每一个sf检测器中的截取信号b和解调信号c。
[0040]
(4.1)获取每一个sf检测器中的截取信号b：
[0041]
在每一个检测器检测扩频因子之前，先要获取用于扩频因子sf检测的信号，所以根据该检测器对应的扩频因子sf大小，从接收信号a中获取长度为(n m)
×2sf
的截取信号b；
[0042]
若信号a的长度小于(n m)
×2sf
时，说明接收信号a中一定不存在该检测器对应扩频因子sf的线性扩频啁啾信号，则该检测器结束检测；
[0043]
(4.2)获取每一个sf检测器中的解调信号c：
[0044]
线性扩频啁啾chirp信号扩频因子sf的检测利用了chirp信号解调之后的单频特性，所以需要对截取信号b进行解调，其实现如下：
[0045]
(4.2.1)参照图2，将sf检测器中截取信号b中前n个线性扩频啁啾chirp符号的每个符号与该检测器对应的扩频因子sf的down-chirp进行点乘，fft运算，取绝对值，得到前n个符号的解调信号c1：
[0046][0047]
其中，c1
n'
是前n个符号的解调信号c1的第n'个符号，a
n'
是网关接收信号a的第n'个符号，1≤n'≤n；
[0048]
(4.2.2)参照图3，将sf检测器中截取信号b中后m个线性扩频啁啾chirp符号的每个符号与该检测器对应的扩频因子sf的up-chirp进行点乘，fft运算，取绝对值，得到后m个符号的解调信号c2：
[0049][0050]
其中，c2
n”是后m个符号的解调信号c2的第n”个符号，a
n”是网关接收信号a的第n”个符号，1≤n”≤m；
[0051]
(4.2.3)将前n个符号的解调信号c1和后m个符号的解调信号c2串联合并，最终得到解调信号c＝[c1 c2]。
[0052]
步骤5，获取每一个sf检测器中的滑动平均信号d。
[0053]
为了提高扩频因子sf检测的准确性，将解调信号c进行滑动相加求平均，其实现如下：
[0054]
(5.1)将每一个sf检测器中解调信号c的前n个符号以2
sf
点长度滑动相加求平均，即相邻两个符号相加取平均，得到前(n-1)个滑动平均后符号p：
[0055][0056]
其中，p
m'
表示p的第m'个符号，1≤m'≤n-1；
[0057]
(5.2)将后m个符号同样以2
sf
点长度滑动相加求平均，得到后(m-1)个滑动平均后符号q，表示如下：
[0058][0059]
其中，q
m”表示q的第m”个符号，1≤m”≤m-1；
[0060]
(5.3)将前(n-1)个滑动平均后符号p和后(m-1)个滑动平均后符号q串联，得到滑动平均信号d＝[p q]。
[0061]
步骤6，获取每一个sf检测器中的集合e。
[0062]
获得滑动平均信号d之后，需要以进一步获取检测扩频因子sf的判决值，
[0063]
参照图4，本步骤的实现如下：
[0064]
(6.1)计算滑动平均后信号d中的每个符号的平均值：
[0065][0066]
其中，d
n'
是信号d的第n'个符号的平均值，d
n',l
是信号d的第n'个符号的第l个数值，1≤n'≤n m-2；
[0067]
(6.2)用每个符号的最大值除以该符号的平均值得到该符号的判决值s，最终得到含有(n m-2)个判决值的集合e。
[0068]
步骤7，对扩频因子sf检测器对应的sf的啁啾信号进行判断。
[0069]
根据已知sf啁啾chirp信号解调后最大值与平均值的比值，设置每一个扩频因子sf检测器的前门限m、后门限n；
[0070]
将集合e中前(n-1)个判决值集合e1和后(m-1)个判决值集合e2分别与前门限m、后门限n进行比较：
[0071]
若集合e1中有p1个值大于等于m，且集合e2中有p2个值大于等于n，则认为信号a中存在该检测器对应扩频因子sf的啁啾chirp信号，
[0072]
否则，信号a中不存在该检测器对应扩频因子sf的啁啾chirp信号。
[0073]
以下结合仿真实验，对本发明的技术效果作进一步详细说明：
[0074]
实验1：
[0075]
设系统带宽为b＝125khz，用户数为2，分别采用sf＝11和sf＝7，信道为awgn，每一个用户的upchirp符号个数n＝8，downchirp符号个数为m＝2，判断阈值门限为m＝2，p1＝4，n＝2.5，p2＝1。
[0076]
在上述条件下，用本发明方法对不同sf进行检测，结果如图5所示。
[0077]
图5中虚线为已知sf下chirp信号解调的误码率，实线为本发明下sf检测的误检率，从图5中可以明显看到，在两路信号同时到达网关时，本发明的扩频因子误检率为10-3
对应的信噪比明显低于在已知sf下线性扩频啁啾信号解调误码率为10-3
对应的信噪比，说明在两路信号下，本发明完全满足线性啁啾chirp信号解调对信噪比的需求。
[0078]
实验2：
[0079]
设系统带宽为b＝125khz，用户数为4，分别采用sf＝11、sf＝9、sf＝7、sf＝6，信道为awgn，每一个用户的upchirp符号个数n＝8，downchirp符号个数为m＝2，判断阈值门限为m＝2，p1＝4，n＝2.5，p2＝1。
[0080]
在上述条件下，用本发明方法对不同sf进行检测，结果如图6所示：
[0081]
图6中虚线为已知sf下chirp信号解调的误码率，实线为本发明下sf检测的误检率，在四路信号同时到达网关时，对比扩频因子sf误检率和已知sf下线性扩频啁啾信号解调误码率都为10-3
时的信噪比。从图6中可以明显看到，sf＝11和sf＝9的chirp信号进行扩频因子检测所需的信噪比更低，sf＝7和sf＝6下，两者所需信噪比几乎一样，说明说明在四路信号下，也完全满足线性啁啾chirp信号解调对信噪比的需求。
[0082]
综上，本发明的多路线性扩频信号在并行传输下扩频因子sf检测方法可以实现在网关处对多路叠加信号中扩频因子sf的检测，极大的提高了线性扩频啁啾chirp信号在实际场景中的应用范围，同时多路并行信号下，sf误检率为10-3
时的信噪比完全满足相同sf在误码率为10-3
时的信噪比需求，表明了本发明的可靠性。