一种基于导频的突发通信载波频偏估计方法及帧结构与流程

根据需要的载波频偏估计范围确定；
15.(2)在接收端检测到一帧数据到达后，将三段导频序列截取出来，截取出来的前、中、后三段导频分别记为p1(n)，p2(n)和p3(n)；
16.(3)将接收端截出的前、中、后三段导频分别与本地导频互相关，互相关结果分别对应记为c1，c2和c3；
17.(4)使用c1，c2和t1进行载波频偏粗估计，将粗估计结果记为
18.(5)使用c1，c3和t2进行载波频偏细估计，将细估计结果记为
19.(6)使用粗估计结果对细估计结果进行相位解卷绕，得到最终载波频偏估计。
20.进一步的，步骤(6)中相位解卷绕，得到最终载波频偏估计的计算公式如下：
[0021][0022]
其中，k的取值与大小有关，通过下式确定：
[0023][0024]
本发明在传统方法采用两段导频的基础上，仅增加了一段导频，因此导频开销增加不大，尤其是在数据长度远大于导频长度时，增加的导频开销几乎可忽略，并解决了传统方法中载波频偏估计精度和范围无法同时增大的矛盾。
[0025]
1.本发明算法简单、性能稳定可靠、实时性能好；
[0026]
2.本发明采用长短导频间隔同时存在的帧结构设计方式，结合了两种导频间隔的优点；
[0027]
3.本发明导频开销及计算量开销均较小；
[0028]
4.本发明独立于通信系统中的数据调制及编码方式，适用范围广、可移植性好。
附图说明
[0029]
图1是载波频偏估计传统帧结构；
[0030]
图2是载波频偏估计传统方法流程图；
[0031]
图3是本发明使用的载波频偏估计帧结构；
[0032]
图4是本发明接收端处理流程图；
[0033]
图5是传统方法估计均方误差与载波频偏大小的关系；
[0034]
图6是不同t2值对应的估计均方误差；
[0035]
图7是加帧头后帧结构示意图；
[0036]
图8是载波频偏粗估计相位累积值与载波频偏值对应关系；
[0037]
图9是载波频偏细估计相位累积值与载波频偏值对应关系；
[0038]
图10是t2＝2t1时的相位解卷绕流程图；
[0039]
图11是t2＝2t1＝8ms时估计均方误差与载波频偏大小关系；
[0040]
图12是t2＝4t1＝8ms时估计均方误差与载波频偏大小关系；
[0041]
图13本发明应用于实际通信系统的一种可能的方式。
具体实施方式
[0042]
下面结合附图和公式，对本发明的载波频偏估计方法做进一步描述：
[0043]
(1)发送端帧结构设计
[0044]
假设基带导频序列为p(n),n＝0,1,
…
,p-1，p为基带导频序列长度，数据序列为d(n),n＝0,1,
…
,d-1，d为数据序列长度，符号率为f
sym
，符号周期为t
sym
＝1/f
sym
，发送端上变频使用的载波频率为fc。则传统方法中，上变频后的前段导频信号可表示为后段导频信号可表示为
[0045]
假设由于信道中的多普勒等因素，接收信号的载波频偏由fc变为f
c,rcv
,则接收端前后导频信号可分别表示为为和
[0046]
假设接收端采用的下变频本振频率为f
c,ddc
。则收端下变频后，前段导频信号的基带表示为
[0047][0048]
后段导频信号的基带表示为
[0049][0050]
其中，δf＝f
c,rcv-f
c,ddc
即为待估计的载波频偏。
[0051]
将前后段接收基带导频序列分别与本地导频序列p
*
(n)进行互相关，并假设发送导频序列中每个复符号的模值均为1，即有|p(n)|＝1。则相关结果可表示为：
[0052][0053]
[0054]
其中c
head
为前段导频序列互相关结果，c
tail
为后段导频序列互相关结果。
[0055]
根据复数加法的平行四边形法则，两个模值相等的复数之和一定在它们夹角的角平分线方向上，因此平分线方向上，因此其中a1，a2为实数常数。因此，载波频偏可通过下式估计
[0056][0057]
式(10)中的分子的物理意义是从前段导频中心时刻到后段导频中心时刻由于载波频偏造成的相位变化量，其也可写为波频偏造成的相位变化量，其也可写为分母为一常数系数，仅取决于头尾导频的时间间隔，即(d p)t
sym
。
[0058]
进一步观察式(10)可知，由于arg(
·
)函数的范围是[-π,π)，所以使用式(10)估计载波频偏的范围是
[0059][0060]
当载波频偏超出此范围时arg(
·
)函数会出现相位卷绕(例如，实际相位累积值为但使用arg(
·
)函数求得的结果为)，从而导致较大载波频偏估计误差。
[0061]
下面仿真传统方法中，不同导频间隔下载波频偏估计均方误差与载波频偏大小的关系，仿真信道为高斯信道，信噪比为10db。仿真结果展示于图5中。
[0062]
由仿真结果可知，前后导频的时间间隔越大，则载波频偏估计范围越小，而估计精度越高；前后导频的时间间隔越小，则载波频偏估计范围越大，而估计精度越低。可见，传统方法中载波频偏的估计范围和估计精度是一对矛盾。
[0063]
本发明在图1中传统帧结构基础上，在数据段中间额外插入一段导频，如图3所示。本发明的帧结构设计结合了长导频时间间隔估计精度较高的优点以及短导频时间间隔估计范围较大的优点。在给定所需估计范围时可以由(11)反推所需的前、中段导频间隔t1。假定需要的载波频偏估计范围为[-f
max
,f
max
),则t1可通过下式计算
[0064][0065]
在给定所需估计精度时可以通过仿真的方式得到t2。这里假定所需估计范围为f
max
＝125hz，则计算出的t1＝4ms。假定设计的帧结构需要在10db信噪比下达到的均方误差为2，将信噪比10db时不同t2值对应的估计均方误差仿真结果展示于图6中。
[0066]
可见，使估计均方误差刚好等于需求值的t2＝6ms，因此取大于6ms的值均可。这里为了后面算法描述过程简洁清晰，取t2＝2t1＝8ms。
[0067]
(2)接收端导频段提取
[0068]
突发通信中，为了检测一帧信号的到达以及定位帧起始的时刻，通常会在一帧信号前面加一段帧头，构成如图7所示帧结构。
[0069]
在接收端将接收信号与本地帧头信号进行互相关，根据最大值幅度检测一帧信号的到达，然后根据最大值位置定位一帧信号的起点。根据起点位置及已知的帧结构信息可以找到后续三段导频的位置，并将其提取出来。将提取出来的前、中、后段基带导频序列分别记为p1(n)，p2(n)和p3(n),n＝0,1,
…
,p-1。
[0070]
(3)接收导频与本地导频互相关
[0071]
将接收端三段导频分别与本地导频p
*
(n)做互相关，互相关结果分别记为c1，c2和c3。此过程用公式表示如下
[0072][0073]
(4)载波频偏粗估计
[0074]
使用前导频和中间导频进行载波频偏粗估计，结果记为
[0075][0076]
载波频偏粗估计中的相位累积值与载波频偏值的对应关系如图8所示。
[0077]
可见，在载波频偏估计范围[-f
max
,f
max
)内，粗估计的相位累积值和载波频偏值一一对应，不会出现相位卷绕的现象。
[0078]
(5)载波频偏细估计
[0079]
使用前导频和后导频进行载波频偏细估计，结果记为
[0080][0081]
载波频偏细估计中的相位累积值与载波频偏值的对应关系如图9所示。
[0082]
可见，细估计的相位累积值和载波频偏值仅在[-f
max
/2,f
max
/2)内一一对应，当实际载波频偏超出此范围时，会出现相位卷绕的现象。
[0083]
(6)相位解卷绕
[0084]
使用粗估计结果对细估计结果进行相位解卷绕，得到最终载波频偏估计。
[0085]
公式如下：
[0086]
[0087]
通过先确定k的值，从而得到最终载波频偏估计
[0088]
综上所述，本发明接收端处理流程图如图4所示。特别的，本实例(t2＝2t1＝8ms)中相位解卷绕流程如图10所示。首先判断是否在[-f
max
/2,f
max
/2)内(本实例中如果在则确定了k＝0，进而有如果不在，继续判断是否大于等于f
max
/2。如果是则确定了k＝2，进而有如果不是，则确定了k＝-2，进而有
[0089]
仿真t2＝2t1＝8ms情况下的估计均方误差与载波频偏大小关系，结果展示于图11中。
[0090]
可见，与图5中前后导频时间间隔为8ms的传统方法相比，本发明方法的估计范围扩大了约两倍，且估计精度基本不变。
[0091]
为了更加全面地展示本发明的效果，将t2＝4t1＝8ms情况下的估计精度与载波频偏大小关系仿真结果展示于图12中。
[0092]
可见，载波频偏范围与图5中前后导频时间间隔为8ms的传统方法相比扩大了约四倍，且估计精度基本不变。
[0093]
最后，将本发明应用于实际通信系统的一种可能的方式展示于图13中。