采用小电容的无刷直流电机驱动器换相转矩波动抑制方法

1.本发明涉及一种无刷直流电机的控制方法。特别是涉及一种小电容单相-三相变换器驱动的无刷直流电机换相转矩波动抑制方法。


背景技术：

2.相比于传统有刷直流电机，无刷直流电机具有结构简单、输出扭矩大、功率密度高等优势，被广泛应用于航空航天、工业传动、航海探测等领域。然而无刷直流电机通常使用两两导通的运行模式，在换相过程中会产生转矩波动，该转矩波动能达到平均负载转矩的50％以上，是引起无刷直流电机转矩脉动的主要原因。换相转矩波动会造成电机在运行过程中产生较大的噪声、振动，影响负载设备的正常运转，严重制约了其在高精度、高稳定性工况下的应用。
3.为了降低换相转矩波动对无刷直流电机系统运行的影响，国内外学者已经开展一系列抑制无刷直流电机换相转矩波动的研究。其中主要抑制方法包括脉宽pwm调制法、电流预测控制法、直接转矩控制法等，但在实际应用中发现，上述抑制方法存在高低速频繁切换、pwm调制器的输出信号饱和、换相时间增长、电机精确模型不易获取、动态性能差等问题。
4.为此，有学者提出利用直流调压技术抑制换相转矩波动的方案。通过抬升直流母线电压，满足无刷直流电机换相时刻所需的高电压。2010年有学者提出一种利用sepic变换器抑制换相转矩脉动的控制方法。在换相区间控制sepic变换器输出高电压以抑制换相转矩波动；2016年有学者采用z源变换器作为前置拓扑，利用直通矢量完成升压，进而实现抑制换相转矩的目的；2018年g.k.jiang和c.l.xia等人又提出一种基于无感升压拓扑的抑制策略，该策略无需额外设置升压电路，便能实现抑制换相转矩波动的效果。
5.上述抑制策略均适用于直流电源供电的情况，然而在一些应用场合，仅满足交流电源为无刷直流电机供电。在交流电源供电的无刷直流电机系统中，为了减少不稳定的电解电容的使用，直流链小电容的结构受到青睐。但小电容结构存在直流链电压波动的问题，为此新西兰学者ransara h k s提出一种新型小电容结构，通过电源和电容交替供电方式，维持直流链电容的稳定，达到减小转矩波动的目的。2019年m.p.maharajan学者则提出一种特殊的蜘蛛算法来维持电流的平稳，来减小转矩波动。然而相关学者仅仅停留在直流链电压不稳定引起的转矩波动研究上，尚未有学者开展针对交流电源供电的小电容无刷直流电机系统换相转矩波动的研究。为此本发明提出一种基于小电容单相-三相变换器的无刷直流电机换相转矩波动抑制方法。


技术实现要素：

6.本发明提供了一种抑制无刷直流电机换相转矩波动的控制方法。本发明通过小电容单相-三相变换器拓扑结构实现直流链的升压储能，抬升直流链电容的电压，以满足无刷直流电机换相期间所需要的高电压。在电机进行换相期间，通过释放直流链电容的高电压
保持电机电流的稳定，进而达到抑制电机换相转矩波动的目的。
7.本发明所采用的技术方案是：
8.变换器主要由单相交流电源、二极管整流桥、直流链电路、三相逆变器依次连接组成，三相逆变器的输出端连接到无刷直流电机；
9.所述变换器中，单相交流电源输出的交流电通过二极管整流桥转换为脉动直流电，脉动直流电依次经过直流链电路、三相逆变器后转变为无刷直流电机所需的交流电，进而输入到无刷直流电机中；
10.整流过程中，所述二极管整流桥输出的脉动直流电为呈周期性变化的波动电压，具体实施为正弦上半部形态波形的周期性变化，直流链电路由直流链开关管t与直流链电容串联组成，直流链开关管与直流链电容串联后连接在二极管整流桥的两个输出端之间。
11.对直流链开关管和三相逆变器进行分区域控制，以维持无刷直流电机电流的平稳，分区域控制具体将二极管整流桥的输出电压|us|划分为a、b、c三个区域进行控制：
12.在电机换相期间内，在区域a、区域b、区域c的三个区域内，均控制直流链开关管t处于开通状态，将直流链电容的电压u
cap
作为直流链电压；
13.在电机正常导通期间，在区域a内，控制直流链开关管关闭，直流链电容利用直流链开关管反并联二极管充电；在区域b内，控制直流链开关管关闭，控制三相逆变器进行双极型pwm调制，产生的充电矢量为直流链电容升压储能；在区域c内，控制直流链开关管开通，将直流链电容电压作为直流链电压。
14.在电机正常导通期间内，按照以下方式进行控制：
15.在区域a内，控制直流链开关管t关闭，直流链电路过来的一部分脉动直流电对直流链电容进行充电，另一部分脉动直流电输入到三相逆变器，控制三相逆变器对无刷直流电机进行调压调速；
16.在区域b内，控制直流链开关管t关闭，由三相逆变器过来的能量输入到直流链电容进行充电，进而使直流链电压满足换相期间的高电压；
17.在区域c内，控制直流链开关管t开通，将直流链电容切入直流链电路，直流链电容的电压u
cap
作为直流链电压，直流链电容的电压u
cap
输入到三相逆变器，控制三相逆变器对电机进行调压调速。
18.所述的区域a、区域b和区域c的划分方式具体为：
19.比较二极管整流桥的输出电压|us|和无刷直流电机平稳运行电压u
ab
的大小关系，在每个整流周期内，将二极管整流桥的输出电压|us|划分为三个区域：
20.区域a：二极管整流桥的输出电压|us|≥u
ab
且输出电压单调递增；
21.区域b：二极管整流桥的输出电压|us|≥u
ab
且输出电压单调递减；
22.区域c：二极管整流桥的输出电压|us|《u
ab
的区域。
23.在区域a时，控制直流链开关管t处于关断状态，并控制三相逆变器进行调压调速，仅有由二极管整流桥输出电压|us|驱动无刷直流电机运行；
24.在区域b时，控制直流链开关管t处于关断状态，并控制三相逆变器进行双极型pwm调制：
25.当三相逆变器导通的两相中两个桥臂的开关管开通时，二极管整流桥输出电压|us|驱动无刷直流电机运行；当三相逆变器导通的两相中两个开关管关断时，产生反向矢量
为直流链电容进行充电储能，实现提升直流链电容电压；
26.在区域c时，控制直流链开关管t处于开通状态，并控制三相逆变器进行调压调速，同时将与直流链电容串联的直流链开关管开通，直流链电容在为无刷直流电机供电。
27.在本发明的小电容单相-三相变换器中，直流链电路由直流链开关管与直流链电容串联组成。
28.本发明通过为直流链电容额外升压，达到换相期间无刷直流电机需要的高电压，维持电机电流的平稳，有益效果包括：
29.1、利用直流链电路拓扑结构，无需设置额外的升压电路，通过电机电感便可实现直流链电容的升压，相比于引入前端dc-dc变换器的传统换相转矩抑制方法，本发明降低了驱动系统的复杂程度以及控制难度。
30.2、首次针对小电容单相-三相变换器驱动的无刷直流电机，发明一种换相转矩波动抑制策略。利用小电容单相-三相变换器的特点，为直流链电容升压，以此满足换相期间电机所需的高电压，维持电机电流的平稳，从而实现抑制电机换相转矩在对无刷直流电机。本发明增强了驱动系统的稳定性能，有利于无刷直流电机驱动系统应用于高精度、高稳定需求的场合。
附图说明
31.图1是本发明所用的小电容单相-三相变换器驱动的无刷直流电机系统等效电路图；
32.图2a是本发明中开关管t开通时的直流链电路等效图；
33.图2b是本发明中开关管t关断时的直流链电路等效图；
34.图3是本发明中单相二极管整流桥输出电压及直流链电容电压波形示意图；
35.图4a是本发明中正常导通模式下有效矢量图；
36.图4b是本发明中正常导通模式下零矢量图；
37.图5a是本发明中升压模式下有效矢量图；
38.图5b是本发明中升压模式下充电矢量图；
39.图6a是本发明中电容放电模式下有效矢量图；
40.图6b是本发明中电容放电模式下零矢量图；
41.图7a是本发明中a b
‑→
a c-换相过程t1、t2导通时等效电路图；
42.图7b是本发明中a b
‑→
a c-换相过程t1关断、t2导通时等效电路图；
43.图8是本发明实施例中控制系统的整体结构框图。
具体实施方式
44.下面结合实施例和附图对本发明的一种基于小电容单相-三相变换器的无刷直流电机换相转矩波动抑制方法做出详细说明。
45.建立图1所示的变换器拓扑结构进行控制，变换器主要由单相交流电源、二极管整流桥、直流链电路、三相逆变器依次连接组成，三相逆变器的输出端连接到无刷直流电机；变换器中，单相交流电源输出的交流电通过二极管整流桥转换为脉动直流电，脉动直流电依次经过直流链电路、三相逆变器后转变为无刷直流电机所需的交流电，进而输入到无刷
直流电机中；整流过程中，所述二极管整流桥输出的直流电为呈周期性变化的波动电压，直流链电路由直流链开关管t与直流链电容串联组成，直流链开关管与直流链电容串联后连接在二极管整流桥的两个输出端之间。
46.其中二极管整流桥输出的直流电为呈周期性变化的波动电压，直流链电路由直流链开关管与直流链电容串联组成。为了维持无刷直流电机电流的平稳，本发明对直流链开关管及三相逆变器进行分区域控制。
47.如图3所示，按照以下方式进行区域a、区域b和区域c的划分，具体为：
48.比较二极管整流桥的输出电压|us|和无刷直流电机平稳运行电压u
ab
的大小关系，在每个整流周期内，将二极管整流桥的输出电压|us|划分为三个区域：
49.区域a：二极管整流桥的输出电压|us|≥u
ab
且输出电压单调递增；
50.区域b：二极管整流桥的输出电压|us|≥u
ab
且输出电压单调递减；
51.区域c：二极管整流桥的输出电压|us|《u
ab
的区域。
52.分区域后，具体将二极管整流桥的输出电压|us|划分为a、b、c三个区域进行控制：
53.在电机换相期间内，在区域a、区域b、区域c的三个区域内，均控制直流链开关管t处于开通状态，将直流链电容的电压u
cap
作为直流链电压，将直流链电容切入直流链电路，利用直流链电容的高电压抑制换相电流的波动，进而实现换相转矩波动的抑制；
54.在电机换相期间内，按照以下方式进行控制：
55.在区域a内，二极管整流桥的输出电压|us|高于无刷直流电机平稳运行电压u
ab
，控制直流链开关管t关闭，直流链电路一部分脉动直流电对直流链电容进行充电，即直流链电容利用直流链开关管t反并联二极管d充电，另一部分脉动直流电输入到三相逆变器，控制三相逆变器对无刷直流电机进行调压调速；
56.在区域a时，控制直流链开关管t处于关断状态，并控制三相逆变器进行调压调速，即控制三相逆变器导通的两相中一个桥臂的开关管处于pwm斩波状态，另一个桥臂的开关管处于恒导通状态，仅有由二极管整流桥输出电压|us|驱动无刷直流电机运行。
57.在区域b内，二极管整流桥的输出电压|us|高于无刷直流电机平稳运行电压u
ab
，控制直流链开关管t关闭，由三相逆变器过来的能量输入到直流链电容进行充电，即控制三相逆变器进行双极型pwm调制产生的充电矢量为直流链电容升压储能，进而使直流链电压满足换相期间的高电压。
58.在区域b时，控制直流链开关管t处于关断状态，并控制三相逆变器进行双极型pwm调制，即控制三相逆变器导通的两相中两个桥臂的开关管均处于相同占空比的pwm斩波状态：当三相逆变器导通的两相中两个桥臂的开关管开通时，二极管整流桥输出电压|us|驱动无刷直流电机运行；当三相逆变器导通的两相中两个开关管关断时，产生反向矢量为直流链电容进行充电储能，实现提升直流链电容电压的目的。
59.在区域c内，二极管整流桥的输出电压|us|低于无刷直流电机平稳运行电压u
ab
，控制直流链开关管t开通，将直流链电容切入直流链电路，直流链电容的电压u
cap
作为直流链电压，直流链电容的电压u
cap
输入到三相逆变器，控制三相逆变器对电机进行调压调速。
60.在区域c时，控制直流链开关管t处于开通状态，并控制三相逆变器进行调压调速，即控制三相逆变器导通额两相中一个桥臂的开关管处于pwm斩波状态，另一个桥臂的开关管处于恒导通状态，同时将与直流链电容串联的直流链开关管开通，直流链电容在为无刷
直流电机供电。
61.为使本发明一种无刷直流电机换相转矩波动抑制方法的目的、技术方案和优点更加清楚，下面对本发明实施方式作进一步地详细描述。
62.实施例1：
63.本实施例中直流链小电容无刷直流电机系统的等效电路如图1所示，该系统主要由交流电源、二极管整流器、直流链电路、三相逆变器和无刷直流电机组成。其中，直流链电路由直流链电容与功率开关管t串联组成，开关管t可用于调节直流链电压。图1中us为交流电源电压瞬时值，u
d_link
为直流链电压，t、t
1-t6为igbt(insulated gate bipolar transistor，igbt)。d、d
1-d6为反并联在igbt上的续流二极管，l和r分别为电机等效相电感和等效相电阻，n为电机的中性点，o为直流母线电压参考零点。
64.图2a为本发明涉及的开关管t开通时直流链电路等效图，当开关管t导通时，若直流链电容电压满足u
cap
》|us|，此时直流链电容进行放电，由直流链电容驱动电机运转；图2b为本发明涉及的开关管t关断时直流链电路等效图，当开关管t关断时，若直流链电容电压满足u
cap
》|us|，则此时由交流电源驱动电机运转。图2中开关管t的开通与关断将使直流链电压发生变化，可以起到调节直流链电压的作用，直流链电压u
d_link
分别表示为：
[0065][0066]
通常无刷直流电机运行在两两导通模式下，本实施例以a b-导通阶段为例，a相为正向导通相，b相为负向导通相，导通两相的相电压可以表示为：
[0067][0068]
式(2)中，u
no
表示中性点电压，l和r分别为电机等效相电感和等效相电阻；ua、ub分别为a、b相的相电压，ia、ib分别为a、b相的相电流，且满足ia＝-ib＝i，i表示电机导通相电流；ea、eb分别表示a、b相的相反电势，无刷直流电机相反电动势为梯形波，即ea＝-eb＝e，e表示相反电动势幅值。则导通a、b两相线电压u
ab
表示为：
[0069][0070]
当电机平稳运行时，电机相电流和相反电势认为是为固定值，设相电流i的平均值为i，相反电动势幅值e为e，则导通两相线电压平均值u
ab
表示为：
[0071]uab
＝2e 2ir
ꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0072]
为了保证无刷直流电机的平稳运行，需维持导通两相线电压平均值是满足(3)条件。当电机运行在额定工况时，设en为额定相反电动势，in为额定电流，式(4)改写为：
[0073]uabn
＝2en 2i
nrꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(5)
[0074]
其中，u
abn
表示为额定工况时导通两相线电压平均值。
[0075]
若直流链电压u
d_link
不能满足式(5)所示条件，在额定工况下，电机相电流会出现显著跌落或断续，进而影响无刷直流电机的平稳运行。
[0076]
为了保证无刷直流电机的平稳运行，在现有控制方法下，二极管整流桥输出电压|us
|和直流链电容电压波形如图3所示。设交流电压幅值为um，电源频率为f，忽略二极管压降。图3中，整流桥输出电压幅值为um，周期tr＝1/2f。根据|us|和u
abn
的大小关系，一个整流周期tr被划分为a、b、c三个区域。
[0077]
区域a：|us|≥u
abn
，且|us|单调递增；
[0078]
区域b：|us|≥u
abn
，且|us|单调递减；
[0079]
区域c：|us|《u
abn
；
[0080]
为了使无刷直流电机在额定运行范围内持续平稳运行，直流链电压需满足以下约束条件：
[0081]ud_link
≥u
abn
ꢀꢀꢀꢀꢀ
(6)
[0082]
如图3所示，在一个整流周期tr内，在区域a、b整流桥输出电压|us|均大于u
abn
。由式(1)的第2式可知，在区域a、b维持开关管t关断，此时直流链电压u
d_link
＝|us|，式(6)所示约束条件可被满足。在区域c，整流桥输出电压|us|小于u
abn
，不能满足式(6)的约束条件，为此导通开关管t使得直流链电容进行放电，此时直流链电压u
d_link
＝u
cap
，使得式(6)所示约束条件被满足，保障了无刷直流电机的平稳运行。
[0083]
根据整流桥输出电压|us|的特点，为保障无刷直流电机平稳运行，在正常导通区间，采用直流链小电容的电机系统具有三种不同的工作模式：正常运行模式、直流链升压储能模式、直流链电容降压模式。
[0084]
表1 a b-正常导通期间直流链开关管与逆变器开关管状态
[0085]
表1
[0086][0087]
实施例中以a b-导通阶段为例，对三种工作模式进行分析：
[0088]
a正常运行模式：
[0089]
在正常运行模式下有效矢量为vs，零矢量为v0，直流链开关管t处于关闭状态，该模式矢量等效电路分别如图4a、图4b所示。
[0090]
设在有效矢量vs下的占空比为da，在零矢量v0下的占空比为1-da，在此情况下，开关管t1以占空比da进行斩波，开关管t6恒导通，此时导通两相平均线电压u
ab
为：
[0091]uab
＝|us|
·
da (1-da)
·
0＝|us|
·
daꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(6)
[0092]
b升压模式：
[0093]
为了使得全域实现抑制转矩波动效果，由图3可以看出，直流链电容在区域c处放电状态，电容电压一直处于下降状态。为此需要保证区域c结束为止仍然满足换相期间所需的高电压。为此选择在区域b为直流链电容进行升压储能。直流链升压储能模式下有效矢量为vs、充电矢量为vc，直流链开关管t处于关闭状态。有效矢量vs、零矢量v0，直流链开关管t处于关闭状态，该模式下矢量等效电分别如图5a、图5b所示。
[0094]
此模式主要用于直流链电容升压，设在有效矢量vs下的占空比为db，则在充电矢量
vc下的占空比为1
–
db。在此情况下，开关管t1、t6以占空比db同时进行斩波，此时导通两相平均线电压u
ab
为：
[0095]uab
＝|us|
·
db (1-db)(-u
cap
)＝db(|us| u
cap
)-u
cap
ꢀꢀꢀꢀꢀ
(7)
[0096]
c电容放电模式：
[0097]
在直流链降压模式下有效矢量为ve，零矢量为v0，直流链开关管t处于开通状态，该模式矢量等效电路分别如图6a、图6b所示。
[0098]
在此模式下，直流链开关管t处于导通状态，直流链电容为无刷直流电机提供能量。设在有效矢量ve下的占空比为dc，在零矢量v0下的占空比为1-dc。在此情况下，开关管t1以占空比dc进行斩波，开关管t6恒导通，此时导通两相平均线电压u
ab
为：
[0099]uab
＝u
cap
·
dc (1-dc)
·
0＝u
cap
·
dcꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(8)
[0100]
无刷直流电机通常采用两相导通模式运行，由于电机中电感的存在，换相时电流不能突变，则换相期间无刷直流电机三相绕组端电压方程为
[0101][0102]
其中，uc为c相的相电压，ic为c相的相电流。
[0103]
本实施例以a b
‑→
a c-换相期间为例，假设换相期间反电势不变，此时相反电动势满足e＝ea＝-eb＝-ec，由于电机绕组采用星形连接，电机相电流满足ia ib ic＝0，则换相期间电机电磁转矩te为：
[0104][0105]
式中，e为相反电动势幅值，i为非换相相电流幅值，ωm为电机的机械角速度。由式子(10)可知，在一个换相区间内，电磁转矩te与非换相相电流成正比。
[0106]
由于式(10)可知，维持非换相相电流平稳可以抑制换相转矩波动，联立式(9)非换相相电流ia平均变化率分别为
[0107][0108]
在电机实际运行时，为使非换相相电流稳定，令(11)ia平均变化率为0，可得
[0109]
2u
a-u
b-uc＝4e 3ir
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(12)
[0110]
在a b
‑→
a c-换相过程中，该换相阶段的等效电路图如图7a、7b所示，a相为非换相相，b相为关断相，c相为开通相，负向导通电流由b相切换为c相。当开关管t1、t2导通时等效电路图如图7a所示，ua＝u
dc_link
，ub＝u
dc_link
，uc＝0；当开关管t1关断、t2导通时等效电路图如图7b所示，ua＝0，ub＝u
dc_link
，uc＝0。
[0111]
设a b
‑→
a c-换相期间t1的占空比为d
com
，则三相绕组端电压的平均值为
[0112]
[0113]
将式(13)带入式(12)得换相期间维持非换相相电流平稳的占空比d
com
为：
[0114][0115]
在本发明拓扑结构中，使用直流链电容的高电压维持非换相相电流的平稳，在换相期间u
dc_link
＝u
cap
，则式(14)写成：
[0116][0117]
其中，ke表示电机反电势系数，n表示电机的转速。
[0118]
由于占空比d
cmt
∝
[0,1]，由式(15)可知换相阶段直流链电容电压需要满足：
[0119]ucap
≥4e 3ri
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(16)
[0120]
本发明在正常导通期间通过升压方式提升了直流链电容电压，使得直流链电容电压需要始终满足式(16)条件。基于直流链小电容无刷直流电机系统，为了在换相期间达到抑制转矩波动的效果，需对无刷直流电机系统进行抑制策略控制。下面以a b
‑→
a c-换相过程为例，对电机换相期间抑制策略进行分析：
[0121]
在a b
‑→
a c-换相开始后，逆变器侧导通开关管由t1、t6转变为t1、t2，此时t1处于斩波状态，t2处于恒导通状态。为了维持换相期间非换相相电流的稳定，由式(16)可知，t1开关管需以占空比d
com
进行斩波，同时直流链开关管t和逆变器侧开关管t2均处于导通状态。
[0122]
以上述换相过程为例，可本发明推广到一个电周期的六个换相过程中。根据霍尔传感器采集的电机位置信息，在换相期间逆变器侧有两个开关管导通，其中一个开关管以占空比d
com
进行斩波，另一个开关管处于恒导通状态。同时直流链开关管t均处于导通状态，即通过直流链电容的较高电压来抑制换相期间电流的波动。
[0123]
实施例2：
[0124]
当无刷直流电机运行在低速工况时，此时电机相反电势幅值e较小。直流链电容电压在整个周期内均满足换相期间所需的高电压，式(16)条件得以满足。此时本发明无需在区域b对无刷直流电机进行直流链升压控制，便能达到抑制换相转矩波动的效果。
[0125]
为了达到抑制直流链小电容无刷直流电机系统的换相转矩波动，同时保证电机的正常运行不受影响。为此对本发明提出的控制策略的控制器进行了设计。图8为本发明提出策略的整体控制系统结构图，该控制系统主要包括pi速度控制器，pi电流控制器，换相控制器，脉冲生成器等组成。
[0126]
如图8所示，电流传感器通过采集电机的a相、b相相电流，经过计算得到电机的非换相相电流i，霍尔传感器通过采集的无刷直流电机位置信息，捕获电机换相开始的时刻，结合电机关断相相电流，计算出换相期间需要的换相信号。同时通过霍尔传感器可以计算得到电机的实际转速n，参考转速n*与实际转速n之间的差值作为速度pi控制器的给定值，电流i*为速度pi控制器的输出，参考电流i*与非换相相电流i之间的差值作为电流pi控制器的输入，占空比d(da、db、dc)为电流pi控制器的输出，其中占空比的输出需根据当区域进行选择，由此构成转速、电流双闭环，用于维持电机的正常运行。
[0127]
由图8可以看出，输入给脉冲生成器的占空比是根据换相信号进行选择的，当电机运行在正常导通期间，无换相信号产生，占空比d(da、db、dc)输入到脉冲生成器；当电机运行在换相期间，换相信号产生，占空比d
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输入到脉冲生成器。随后，脉冲生成器产生直流链开
关管脉冲及逆变器开关管脉冲，驱动电机系统正常工作并实现电机的换相转矩波动抑制。
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综上实施例1与实施例2所述，无论无刷直流电机运行在高速运行工况还是低速运行工况下，本发明实施例均能减小无刷直流电机换相电流的波动，有效的降低了电机换相转矩波动，有利于驱动系统高效稳定运行。
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需要说明的是，本发明有着较为广泛的应用范围，并不仅限于上述实施例，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应属于本发明的范围之内。