无桥功率因数校正电路及断续模式控制方法与流程

1.本发明涉及开关电源电力电子领域，尤其涉及一种无桥功率因数校正电路及控制方法。


背景技术：

2.随着开关电源功率增加，需要考虑开关电源对电网的影响，即功率因数问题，因此希望开关电源的功率因数尽可能提高；通常提高功率因数的方法是增加一级功率因数校正电路。升压功率因数校正电路通常是由二极管整流桥加升压电路构成。电网输入电流iin经二极管整流桥，升压电感，升压二极管输出到输出电容和输出负载输出。电网输入电流iin需经二极管整流桥的两个高压二极管，升压电感，升压高压二极管输出到输出电容，即在功率回路中，电网输入电流iin需流经三个高压二极管。高压二极管的管压降大约1.3v左右。电网输入电流iin在高压二极管上产生导通功耗pd是电网输入电流iin与高压二极管压降1.3v的乘积。显然随着输入电流iin的增加，导通功耗增加。提高功率因数校正电路的效率，需要减少电网输入电流流iin经高压二极管的个数，以及尽可能减小导通压降。


技术实现要素：

3.本发明要解决的技术问题是提供一种功率因数校正电路以及控制方法，使得电网输入电流iin仅仅经过一个升压高压二极管就完成功率校正功能。
4.为解决上述技术问题，本发明提供一种无桥功率因数校正电路，电网电压vac经emi滤波器的x电容cx加到无桥功率因数校正电路；
5.无桥功率因数校正电路包括耦合电感t(一副磁芯绕制的耦合电感t)和控制电路模块m，所述耦合电感t具有两相同匝数的绕组n1和n2，n1＝n2，但同名端相反；所述耦合电感t作为无桥功率因数校正电路的输入；n1绕组的同名端与x电容cx一端连接，n1绕组的非同名端分别与二极管d1的阳极、mos管q1的漏极相连；n2绕组的非同名端与x电容cx另一端连接，n2绕组的同名端分别与二极管d2的阳极、mos管q2的漏极相连；
6.二极管d1的阴极、二极管d2的阴极均与输出电容cd的正端相连；mos管q1的源极串检测电阻rs1后入地，mos管q2的源极串检测电阻rs2后入地，输出电容cd的负端入地；
7.输出电容cd与负载io相并联；
8.控制电路模块m根据检测电阻rs1、检测电阻rs2上的反馈电压以及输出电容cd的输出电压实现对无桥功率因数校正电路的储能和释能的控制，以及实现对无桥功率因数校正电路的输入功率的控制。
9.作为本发明的无桥功率因数校正电路的改进：
10.控制电路模块m包括cs1输入端、cs2输入端、gnd地端、vo输入端、qd1输出端、qd2输出端；
11.mos管q1的源极和检测电阻rs1的连接点与cs1输入端相连，mos管q2的源极和检测电阻rs2的连接点与cs2输入端相连；
12.负载io的正端为输出电压，输出电压直接与控制电路模块m的vo输入端相连；
13.gnd输入端接地；
14.输出端qd1与mos管q1的栅极相连；
15.输出端qd2与mos管q2的栅极相连。
16.即，mos管q1的栅极和mos管q2的栅极分别由控制电路模块m的输出qd1和qd2控制。控制电路模块m经cs1，cs2，vo和gnd输入端接收检测电阻rs1和rs2的反馈电压，以及输出电容cd上的输出电压。
17.作为本发明的无桥功率因数校正电路的进一步改进：
18.控制电路模块m包括误差放大电路、脉宽计量电路、下降沿检测器、最小ton限值器、dead_time发生电路、ton发生器，比较器ⅰ、逻辑或门ⅰ、比较器ⅱ、逻辑或门ⅱ；
19.vo输入端和内置的参考电平vref与误差放大电路的输入端信号相连，误差放大电路的输出端、最小ton限值器、ton发生器依次信号相连；
20.cs1输入端、cs2输入端分别与脉宽计量电路的输入端信号相连，且cs1输入端、cs2输入端还分别与下降沿检测器的输入端信号相连，dead_time发生电路分别与最小ton限值器、脉宽计量电路、下降沿检测器、ton发生器信号相连；
21.gnd输入端与比较器ⅰ的正端相连，cs1输入端与比较器ⅰ的负端相连，比较器ⅰ的输出端与逻辑或门ⅰ输入端1相连；逻辑或门ⅰ输出端与qd1相连；
22.gnd输入端还与比较器ⅱ的正端相连，cs2输入端与比较器ⅱ的负端相连，比较器ⅱ的输出端与逻辑或门ⅱ输入端1相连；逻辑或门ⅱ输出端与qd2相连；
23.逻辑或门ⅰ输入端2、逻辑或门ⅱ输入端2均与ton发生器信号相连。
24.作为本发明的无桥功率因数校正电路的进一步改进：
25.控制电路模块m控制耦合电感t电流分别为以下3种模式：电流增加的储能模式，电流减小的释能模式和电流为零的停止模式；
26.在耦合电感t电流增加的储能模式和电流减小的释能模式期间，市电电网vac向无桥功率因数校正电路输入能量；在停止模式期间，市电电网vac向无桥功率因数校正电路输入能量为零。
27.本发明还同时提供了利用上述无桥功率因数校正电路进行的断续模式控制方法(自临界断续模式控制切换到断续模式控制的方法)：
28.在电流减小的释能模式之后增加停止模式，所述停止模式持续的时间是随每一开关周期tn内的耦合电感t电流增加的储能模式和电流减小的释能模式所持续时间变化而变化。
29.作为本发明的断续模式控制方法的改进：
30.在一个开关周期tn中有两个三角形分别对应临界断续电流三角波形ade和断续电流三角波形abc；
31.这两个三角形对应不同峰值电流的耦合电感的电流波形，在电流增加的储能模式期间，耦合电感t电流自零线性增加直至峰值ipeak1或ipeak2；在电流减小的释能模式期间，耦合电感t电流自峰值ipeak1或ipeak2线性减小直至为零；三角形ade对应临界断续控制时的耦合电感t电流波形；而三角形abc对应断续控制时的耦合电感t电流波形；开关周期tn内的输入平均电流对应这三角形面积；由于ade和abc是两相似三角形，两三角形的面积sabc
和s
ade
对应的平均电流之比等于两峰值电流比平方：
32.因此，在每一开关周期tn中，对abc三角形电流波形而言，记录耦合电感t电流增加的储能模式和电流减小的释能模式持续时间，即，耦合电感t电流大于零持续时间，对应为ton off_2；电流减小的释能模式结束后进入停止模式，即，进入断续模式控制；在停止模式持续时间是dead_time，这持续时间是由公式(7)决定；当在停止模式持续时间达到公式(7)决定的持续时间，就进入下一个开关周期；
33.这样储能模式，释能模式和停止模式周而复始就能保证这断续模式控制的市电输入电流的thd小于10％；
34.dead_time＝(β-1)
×
ton off_2
ꢀꢀꢀ
(7)。
35.作为本发明的断续模式控制方法的进一步改进：
36.根据无桥功率因数校正电路的输出功率大小反应的输出电压反馈vo和内置参考电平vref在误差放大电路产生的误差电压error，经最小ton限值器传递到ton发生器，以调节对应的恒定导通时间ton；
37.cs1和cs2信号经下降沿检测器输出耦合电感t电流下降到零的信号经dead_time发生电路触发ton发生器输出对应ton脉宽的脉冲；该输出ton脉冲与cs1和cs2经比较器输出的脉冲相或输出qd1和qd2；
38.ton发生器根据经最小ton限值器输出提供的控制信号以及dead_time发生电路提供的下一开关周期开启信号触发产生对应ton脉宽的脉冲，而后，将输出ton脉冲分别传递给逻辑或门ⅰ和逻辑或门ⅱ；
39.逻辑或门ⅰ将输出ton脉冲以及cs1经比较器ⅰ输出的脉冲进行逻辑或处理，从而输出驱动脉冲qd1；
40.逻辑或门ⅱ将输出ton脉冲以及cs2经比较器ⅱ输出的脉冲进行逻辑或处理，从而输出驱动脉冲qd2。
41.与目前市场上主流功率因数校正电路比较，本发明具有如下优点：
42.1、减少电网电流iin流过二极管的个数，从而减少对应的导通损耗。
43.本发明通过采用无整流桥的方法，使得本发明输入电流iin仅仅需要流过1个二极管，而现有技术采用整流桥的方法输入电流iin需要流过3个二极管。
44.2、可以使得mos工作在同步整流模式而减低导通损耗。
45.3、利用耦合电感t的特点而用一副磁芯实现功率因数校正并帮助解决emi电磁干扰问题。
46.4、主功率mos开关均为是共地控制而可以使得控制安全可靠。
附图说明
47.下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细说明。
48.图1为本发明的无桥功率因数校正电路的使用示意图；虚线框内的为无桥功率因数校正电路；
49.图2是储能模式下，当图1中的x电容cx在n1绕组同名端为正电压时的储能电流回路的示意图；
50.图3是储能模式下，当图1中的x电容cx在n1绕组同名端为负电压时的储能电流回
路的示意图；
51.图4是释能模式下，当图1中的x电容cx在n1绕组同名端为正电压时的释能电流回路的示意图；
52.图5是释能模式下，当图1中的x电容cx在n1绕组同名端为负电压时的释能电流回路的示意图；
53.图6为相临两开关周期的耦合电感t电流图；
54.图7为产生dead_time时间的对应波形图；
55.图8为控制电路模块m内部方框图。
具体实施方式
56.下面结合具体实施例对本发明进行进一步描述，但本发明的保护范围并不仅限于此：
57.实施例1、一种无桥功率因数校正电路，如图1所示，
58.电网电压vac经emi滤波器的x电容cx加到无桥功率因数校正电路；无桥功率因数校正电路包括耦合电感t(一副磁芯绕制的耦合电感t)，所述耦合电感t具有两相同匝数的绕组n1和n2，n1＝n2，但同名端相反；所述耦合电感t作为无桥功率因数校正电路的输入。
59.n1绕组的同名端与x电容cx一端连接，n1绕组的非同名端分别与二极管d1的阳极、mos管q1的漏极相连。
60.n2绕组的非同名端与x电容cx另一端连接，n2绕组的同名端分别与二极管d2的阳极、mos管q2的漏极相连。
61.二极管d1的阴极、二极管d2的阴极均与输出电容cd的正端相连。mos管q1的源极串检测电阻rs1后入地，mos管q2的源极串检测电阻rs2后入地，输出电容cd的负端入地。
62.输出电容cd是与后续的负载io相并联。
63.mos管q1的栅极和mos管q2的栅极分别由控制电路模块m的输出qd1和qd2控制。为了监视mos管q1和mos管q2的流过电流，需要在mos管q1和mos管q2的源极分别串检测电阻rs1和rs2入地。
64.控制电路模块m经cs1，cs2，vo和gnd输入端接收检测电阻rs1和rs2的反馈电压，以及输出电容cd上的输出电压。控制电路模块m可以根据检测电阻rs1，rs2上的反馈电压以及输出电容cd上的输出电压，控制对应无桥功率因数校正电路的储能和释能，以及控制对无桥功率因数校正电路的输入功率。
65.即，控制电路模块m的连接关系具体为：
66.mos管q1的源极和检测电阻rs1的连接点与cs1输入端相连，
67.mos管q2的源极和检测电阻rs2的连接点与cs2输入端相连，
68.负载io的正端即为输出电压；输出电压直接与控制电路模块vo输入端相连；
69.gnd输入端接地；
70.输出端qd1与mos管q1的栅极相连；
71.输出端qd2与mos管q2的栅极相连。
72.当无桥功率因数校正电路进入稳态(即，输出电容cd上电压进入稳态)后，输出电容cd的输出电压是大于电网vac的输入电压峰值。无桥功率因数校正电路是一升压电路。对
应无桥功率因数校正电路的控制电路模块m是采用恒定导通时间的临界断续模式和断续模式控制，这使得无桥功率因数校正电路具有宽输入功率范围调节能力，保持低输入电流的thd(总谐波失真)和限制最高开关频率的功率因数校正功能成为可能。检测电阻rs1和rs2提供mos管q1和q2过流保护信息、正负半周以及耦合电感t电流断续时刻的信息。控制电路模块m根据检测电阻rs1和rs2提供的反馈信息输出相应的驱动脉冲qd1和qd2控制mos管q1和q2的导通截至。
73.本发明功率因数校正电路的控制电路模块m控制耦合电感t电流分别为：电流增加的储能模式，电流减小的释能模式和电流为零的停止模式：
74.1、耦合电感t电流增加的储能模式：
75.在储能模式期间，控制电路模块m输出驱动脉冲qd1和qd2，使得mos管q1和mos管q2以恒定导通时间ton导通。由于mos管q1和mos管q2导通，电网电压vac经x电容cx可以加到耦合电感t的两个绕组，x电容cx电压分别加到耦合电感t绕组n1的同名端和n2的非同名端，由于导通的mos管q1和mos管q2，将绕组n1的非同名端和绕组n2的同名端连接导通。从耦合电感t两个对称绕组看，导通的mos管q1和q2是在等效电感的中心点短接到输出地，对交流输入而言是对称的，这是十分有利于减小emi问题。对应的耦合电感t的储能电流流过的回路如图2和3所示，即，x电容cx在n1绕组同名端为正电压的储能电流回路如图2所示。x电容cx在n1绕组同名端为负电压的储能电流回路如图3所示。
76.具体为：在图2中：储能电流回路的途径为绕组n1，mos管q1，rs1，rs2，mos管q2和绕组n2；在图3中：储能电流回路的途径为绕组n2，mos管q2，rs2，rs1，mos管q1和绕组n1；
77.注意：在图2中，检测电阻rs1上电压对地而言是正电压，而检测电阻rs2上电压对地而言是负电压；反之，在图3中，检测电阻rs2上电压对地而言是正电压，而检测电阻rs1上电压对地而言是负电压。
78.由于两耦合绕组(即，绕组n1、绕组n2)顺接连接，耦合电感t等效电感l值是：
79.l＝l1 l2 2
×
δ
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)
80.其中l1是绕组n1的电感，l2是绕组n2的电感，δ是耦合电感t两绕组之间的耦合电感值。n1＝n2,l1＝l2。
81.在电感储能模式期间，电网电压vac经x电容cx在耦合电感t内储能。最大储能wl
peak
是对应耦合电感绕组峰值电流il
peak
。最大储能为：
82.wl
peak
＝0.5
×
l
×
il
peak
×
il
peak
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)
83.显然检测电阻rs1或rs2上电压为正，表征对应的mos管q1或q2流过正向电流；而检测电阻rs1或rs2上电压为负，表征对应的mos管q1或q2流过反向电流，即续流电流。无桥功率因数校正电路的控制电路模块m根据检测电阻rs1和rs2上电压的正负，给出对应mos管q1和q2合适的驱动脉冲。具体地说：
84.当检测电阻rs1为正电压时，控制电路模块m给mos管q1一驱动脉冲qd1，其脉宽对应恒定导通时间ton；此时检测电阻rs2为负电压，控制电路模块m给mos管q2一驱动脉冲qd2，其脉宽对应检测电阻rs2为负电压的持续时间；也就是说，mos管q2一直导通，直到检测电阻rs2中反向电流为零，即，续流电流为零；mos管q2工作于同步整流模式。mos管q1和q2上电压降是其漏极电流乘以mos管q1和q2的导通电阻rdson。
85.反之，当检测电阻rs1为负电压，而检测电阻rs2为正电压时，控制电路模块m给mos
管q2一驱动脉冲qd2，其脉宽对应恒定导通时间ton；而控制电路模块m给mos管q1一驱动脉冲qd1，其脉宽对应检测电阻rs1为负电压的持续时间；也就是说，mos管q1一直导通，直到检测电阻rs1中反向电流为零，即，续流电流为零；mos管q1工作于同步整流模式。mos管q1和q2上电压降是其流过电流乘以mos管q1和q2的导通电阻rdson。
86.2、耦合电感t电流减小的释能模式：
87.在释能模式期间，控制电路模块m控制mos管q1或mos管q2截至；具体为：当q1的驱动脉宽qd1对应导通时间ton结束时，mos管q1截至；而mos管q2由于rs2上负电压而使得有驱动电压qd2在mos管q2的栅极而继续导通；mos管q2工作于同步整流模式；当q2的驱动脉宽qd2对应导通时间ton结束时，mos管q2截至；而mos管q1由于rs1上负电压而使得有驱动电压qd1在mos管q1的栅极而继续导通；mos管q1工作于同步整流模式。
88.由于mos管q1或q2截至，储存在耦合电感t绕组的能量经二极管d1或d2向输出电容cd释放。由于耦合电感t两个对称绕组，分别经d1和mos管q2或d2和mos管q1与输出电容cd相连，对交流输入而言是对称，这是十分有利于减小emi问题。
89.x电容cx在n1绕组同名端为正电压时，储能释放回路是从x电容cx经绕组n1的同名端，n1的非同名端，二极管d1，输出电容cd，rs2，mos管q2，n2的同名端和n2的非同名端，如图4所示；
90.x电容cx在n1绕组同名端为负电压时，储能释放回路是从x电容cx经绕组n2的非同名端，n2的同名端，二极管d2，输出电容cd，rs1，mos管q1，n1的非同名端和n2的同名端，如图5所示。
91.注意在图4中，由于mos管q1截至，没有正向电流流经检测电阻rs1,检测电阻rs1上电压为零。mos管q2流过反向电流，在检测电阻rs2上电压是负电压。同样在图5中，由于mos管q2截至，没有正向电流流经检测电阻rs2,检测电阻rs2上电压为零。mos管q1流过反向电流，在检测电阻rs1上电压是负电压。显然检测电阻rs1或rs2上负电压消失时刻对应这反向电流或者说耦合电感t释放电流衰减到零的时刻。控制电路模块m可以根据检测电阻rs1或rs2上负电压消失时刻，判断何时进入下一个开关周期。在这检测电阻rs1或rs2上负电压消失时刻为止，表明耦合电感t中在储能模式期间的储能量wl
peak
已完全释放给输出电容cd了。
92.在上述的储能模式和释能模式回路中，当回路电流流经mos管q1是反向电流时，mos管q1工作在同步整流工作模式而使mos管q1以低导通损耗。同理，当回路电流流经mos管q2是反向电流时，mos管q2工作在同步整流工作模式而使mos管q2以低导通损耗。
93.3、停止模式：
94.在停止模式期间，mos管q1和mos管q2截至，并由于输出电容cd上输出电压大于电网vac输入电压峰值电压，耦合电感t绕组中电流为零。二极管d1和d2中电流为零。检测电阻rs1和rs2上电压也为零。此时无桥功率因数校正电路处于停止模式。
95.在无桥功率因数校正电路三个工作模式中，在耦合电感t电流增加的储能模式和电流减小的释能模式期间，市电电网vac向无桥功率因数校正电路输入能量。在停止模式期间，市电电网vac向无桥功率因数校正电路输入能量为零。
96.当无桥功率因数校正电路工作在临界断续模式时，无桥功率因数校正电路只需要工作在储能模式和释能模式；两模式交替周而复始。对以恒定导通时间ton导通的临界断续
模式控制而言，随着输入功率减小，这对应的恒定导通时间ton就会减小，对应着临界断续模式，两模式交替周而复始的开关频率就会增加。
97.为了限制最高临界断续模式的开关频率，又为了拓宽输入功率范围，无桥功率因数校正电路必须能工作到断续模式，利用开关周期内输入能量为零的占空比来扩展调节输入能量的能力，即需要增加这停止模式。这样临界断续模式进入断续模式，也就是由原来临界断续控制对应的耦合电感t电流增加的储能模式和电流减小的释能模式转为断续模式控制对应的耦合电感t电流增加的储能模式，电流减小的释能模式和停止模式。在停止模式持续时间大小决定该开关周期tn内，市电vac输入能量大小。对于功率因数校正电路控制电路而言，除了控制市电的输入功率外，还要使得输入电流波形是与输入电压同相的正弦波，对应电网vac的输入电流的总谐波失真(thd)要求小于10％。对常规整流桥 升压电路的功率因数校正电路工作在临界断续模式下，要求输入电流的thd小于10％能够达到，市场上已有一些临界断续控制芯片(如l6561)。但对无桥功率因数校正电路的断续模式控制如何控制来保证输入电流的thd小于10％，本发明提出如下的一种方法，可以平滑的自临界断续模式控制切换到断续模式控制。
98.实施例2、自临界断续模式控制切换到断续模式控制的方法：
99.控制电路模块m根据输出电容cd的输出电压的反馈vo，产生对应的恒定导通时间ton。随着输出电容cd的输出功率减小，由无桥功率因数校正电路的输入输出功率平衡要求，要求无桥功率因数校正电路的输入功率也相应减小。控制电路模块m所产生的恒定导通时间ton就相应减小。这样无桥功率因数校正电路控制的输入功率减小同时临界断续开关频率增加。为了限制这开关频率进一步增加，需要将工作模式从临界断续转为断续模式；具体的说就是在电流减小的释能模式之后增加停止模式，在这停止模式持续的时间是随每一开关周期tn内的耦合电感t电流增加的储能模式和电流减小的释能模式所持续时间变化而变化。对每一个高频开关周期tn内而言，市电频率vac的输入电压vin(tn)和无桥功率因数校正电路输出电压vout(tn)可以看为两相对不变的直流电压，当耦合电感t等效电感l值确定后，耦合电感t电流的上升斜率＝vin(tn)/l是固定的；耦合电感t电流的下降斜率＝(vout(tn)-vin(tn))/l也是固定的；这上升和下降斜率与恒定导通时间ton大小无关。相临两开关周期的耦合电感电流波形如图6所示。在图中一个开关周期tn中有两个三角形分别对应临界断续电流三角波形ade和断续电流三角波形abc。由于这两三角形的上升下降斜率相同，三角形abc与ade是两个相似三角形。这两个三角形对应不同峰值电流的耦合电感的电流波形，即在电流增加的储能模式期间，耦合电感t电流自零线性增加直至峰值ipeak1或ipeak2；在电流减小的释能模式期间，耦合电感t电流自峰值ipeak1或ipeak2线性减小直至为零。三角形ade对应临界断续控制时的耦合电感t电流波形；而三角形abc对应断续控制时的耦合电感t电流波形。由于ade和abc是两相似三角形，两三角形的面积s
abc
和s
ade
之比等于两峰值电流比平方：
100.s
ade
/s
abc
＝(ipeak1/ipeak2)2ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(3)
101.由于三角形的面积对应耦合电感t电流在开关周期tn的平均值iavg，公式(3)可表达为：
102.iavg1/iavg2＝(ipeak1/ipeak2)2ꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
103.即两三角形面积对应的开关周期tn内的平均值iavg1/iavg2之比等于两峰值电流
比平方。
104.如图6所示，由于ade和abc是两相似形三角形，有如下关系：
105.设β是两峰值电流相差倍数：
106.ton off_1/ton off_2＝ipeak1/ipeak2＝β
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(5)
107.ton off_1＝ton off_2 dead_time
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(6)
108.dead_time＝(β-1)
×
ton off_2
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(7)
109.从公式(5)，(6)和(7)看，当β＝1，dead_time＝0，对应临界断续模式。
110.公式(7)给出断续模式控制方法是：
111.在每一开关周期tn中，对abc三角形电流波形而言，记录耦合电感t电流增加的储能模式和电流减小的释能模式持续时间，即，耦合电感t电流大于零持续时间，对应为ton off_2；电流减小的释能模式结束后进入停止模式，即，进入断续模式控制；在停止模式持续时间是dead_time，这持续时间是由公式(7)决定；当在停止模式持续时间达到公式(7)决定的持续时间，就进入下一个开关周期。这样储能模式，释能模式和停止模式周而复始就能保证这断续模式控制的市电输入电流的thd小于10％。
112.在控制电路模块m内部框图如图8所示实现这一断续模式控制。这控制方法是能够平滑的从临界断续模式转入断续模式控制。
113.如图8所述，控制电路模块m包括误差放大电路、脉宽计量电路、下降沿检测器、最小ton限值器、dead_time发生电路、ton发生器，比较器ⅰ、逻辑或门ⅰ、比较器ⅱ、逻辑或门ⅱ；
114.vo输入端和控制电路模块m的内置参考电平vref与误差放大电路的两输入端信号相连，误差放大电路的输出端、最小ton限值器、ton发生器依次信号相连；
115.cs1输入端、cs2输入端与脉宽计量电路的输入端信号相连，且cs1输入端、cs2输入端还与下降沿检测器的输入端信号相连，dead_time发生电路分别与最小ton限值器、脉宽计量电路、下降沿检测器和ton发生器信号相连；
116.gnd输入端与比较器ⅰ的正端相连，cs1输入端与比较器ⅰ的负端相连，比较器ⅰ的输出端与逻辑或门ⅰ输入端1相连；逻辑或门ⅰ的输出端与qd1相连；
117.gnd输入端还与比较器ⅱ的正端相连，cs2输入端与比较器ⅱ的负端相连，比较器ⅱ的输出端与逻辑或门ⅱ输入端1相连；逻辑或门ⅱ的输出端与qd2相连；
118.逻辑或门ⅰ输入端2和逻辑或门ⅱ输入端2均与ton发生器输出信号相连。
119.说明：图8中的部件均为本行业的常规部件。
120.根据无桥功率因数校正电路的输出功率大小反应的输出电压反馈vo和内置参考电平vref在误差放大电路产生的误差电压error，经最小ton限值器传递到ton发生器，以调节对应的恒定导通时间ton。最小ton限值器所起的作用是：将接收到的误差电压error进行最小值限制处理，而后将处理所得的信号传递给ton发生器；并告知dead_time发生电路这误差电压error是否小于对应最小导通时间ton_min的误差电压error_min,以及差距大小。显然，当error小于对应最小导通时间ton_min的误差电压error_min，最小ton限值器将输出启动脉冲而启动dead_time发生电路；同时输出差距(error_min-error)给dead_time发生电路。
121.cs1和cs2信号经下降沿检测器输出耦合电感t电流下降到零的信号经dead_time
发生电路触发ton发生器输出对应ton脉宽的脉冲；这输出ton脉冲与cs1和cs2经比较器输出的脉冲相或输出qd1和qd2。即，下降沿检测器所起的作用是：将接收到的cs1和cs2信号进行由负到零对应下降沿提取处理，而后将处理所得的信号传递给dead_time发生电路，dead_time发生电路对接收到的信号进行延迟输出处理。
122.ton发生器根据经最小ton限值器输出提供的控制信号以及dead_time发生电路提供的下一开关周期开启信号触发产生对应ton脉宽的脉冲，而后，将输出ton脉冲分别传递给逻辑或门ⅰ和逻辑或门ⅱ；
123.逻辑或门ⅰ将输出ton脉冲以及cs1经比较器ⅰ输出的脉冲进行逻辑或处理，从而输出驱动脉冲qd1；
124.同理，逻辑或门ⅱ将输出ton脉冲以及cs2经比较器ⅱ输出的脉冲进行逻辑或处理，从而输出驱动脉冲qd2。
125.在临界断续模式控制中，一个开关周期tn内的输入电流大小是由恒定导通时间ton长短决定的。恒定导通时间ton长，对应的耦合电感t电流的峰值电流就高，对应的平均电流也就高，反之也然，即，恒定导通时间ton短，对应的耦合电感t电流的峰值电流就低，对应的平均电流也就低。在临界断续模式控制中，只有电流增加的储能模式和电感电流减小的释能模式；电感电流减小的释能模式结束后就进入下一个开关周期的电流增加的储能模式，这样周而复始。
126.随着输出功率减小，恒定导通时间ton进一步缩短，对应的电流增加的储能模式和电感电流减小的释能模式持续时间也进一步缩短，开关频率进一步提高；为了限制开关频率进一步增加，控制电路模块内设置有一个最小ton限值器来限定最小恒定导通时间值ton_min来保证开关频率不再增加。当恒定导通时间ton减小到ton_min，要进一步减小输入电流，控制电路模块m将保持这最小恒定导通时间值ton_min，而需要在电感电流减小的释能模式结束后增加停止模式，经过停止模式持续时间dead_time后再进入下一个开关周期的电流增加的储能模式。当要求恒定导通时间ton减小到ton_min，最小ton限值器输出启动脉冲信号启动dead_time发生电路模块工作，以及输出差距(error_min-error)给dead_time发生电路。
127.由于公式(5)和(7)可知，随着dead_time的增加，对应的β值增加，对应的无桥功率因数校正电路的输入电流就减小。dead_time是与ton off_2成线性关系。要产生时间dead_time，需要一计时电路先把该开关周期的储能模式和释能模式持续时间，即，ton off_2记录下来；然后按所需要减小电流的倍数(β-1)产生dead_time时间。
128.在控制电路模块m的脉宽计量电路中，可以用一个电流源i1对内置电容c充电积分这样记录该开关周期tn的电流增加的储能模式和电感电流减小的释能模式持续时间，即，ton off_2就以内置电容c上电压vc表征记录值。脉宽计量电路的输出vc送入dead_time发生电路模块。在dead_time发生电路模块，这dead_time时间可以对脉宽计量电路的输出的记录值内置电容c上电压vc，用电流源i2＝i1/(β-1)对内置电容c放电，当内置电容c电压自vc放电到零时，就对应dead_time了。dead_time发生电路模块输出触发脉冲触发ton发生器输出对应最小ton_min脉宽的脉冲而开启下一开关周期的电流增加的储能模式。图7给出内置电容c的电压vc对应关系。
129.具体而言：在脉宽计量电路中，对接收到的cs1和cs2信号持续负电压持续时间用
电流源i1对内置电容c进行充电积分直至负电压消失结束充电积分处理，内置电容c上电压为vc，而后这内置电容c上电压为vc传递给dead_time发生电路模块，dead_time发生电路模块根据最小ton限值器是否输出开启信号，决定是否启动dead_time发生电路模块。
130.如果误差放大电路产生的误差电压error对应输出恒定导通时间ton大于ton_min，最小ton限值器不输出启动脉冲而不启动dead_time发生电路模块，dead_time发生电路模块开通下降沿检测器输出通道到ton发生器，同时将内置电容c上电压快速放电到零；这样下降沿检测器输出的耦合电感t电流衰减到零的脉冲触发ton发生器输出对应误差放大电路产生的误差电压error的ton脉冲，这是工作在临界断续模式；开关频率随输入功率减小而提高。
131.如果误差放大电路产生的误差电压error对应输出恒定导通时间ton要求小于ton_min，最小ton限值器输出启动脉冲而启动dead_time发生电路模块，以及差距(error_min-error)dead_time发生电路模块内根据差距(error_min-error)产生一电流源i2对内置电容c线性放电，直至内置电容c上电压自vc下降为零为止，dead_time发生电路模块输出脉冲触发ton发生器输出对应ton_min脉冲。注意虽然误差放大电路产生的误差电压error对应的输出恒定导通时间ton要小于ton-min，但由于停止模式期间这dead_time延迟时间的作用，可以保持ton_min脉冲宽度不变，而使输入电流减小。这是工作在断续模式；开关频率不增加，而且随着输入功率减小而降低。
132.在控制电路模块的脉宽计量电路中，也可以用数字加减计数器和时钟周期ck1进行加法计数来完成。这样该开关周期的电流增加的储能模式和电流减小的释能模式持续时间，即，ton off_2就以数字加减计数器的加法计数产生数字量xxh表征记录值。这dead_time可以以数字加减计数器的数字量xxh表征记录值产生；即，对已有数字加减计数器的数字量xxh，使用时钟周期ck2＝ck1
×
(β-1)对数字加减计数器进行减法计数，当数字加减计数器减到零时，就对应dead_time，控制电路模块m可以结束停止模式而开启下一开关周期的电流增加的储能模式。等效数字加减计数器的计数值的波形与图7相同。
133.综上，本发明无桥功率校正电路能高效率完成功率校正功能是去除了常规功率因数校正电路所需要的二极管整流桥，使得常规方案中输入电流iin需流经三个高压二极管减为在本发明无桥功率校正电路中输入电流iin仅仅流过一个高压二极管。本发明提出的断续控制模式使得本发明的无桥功率校正电路拓宽输入功率调节范围，保持低输入电流thd和限制最高开关频率成为可能。与临界断续控制的开关频率相似，本发明提出的断续控制模式的开关频率是随输入电压，输出电压和输入电流变化而变化，这将有利于将离散频谱转化为连续频谱，而有利于简化emi滤波电路设计。本发明提出的断续控制模式也可以应用于常规功率因数校正电路，以使得拓宽输入功率范围，保持低输入电流thd和限制开关频率成为可能。
134.最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的若干个具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。