永磁同步直线电机无传感器控制性能的提升方法

1.本发明属于永磁同步直线电机无位置传感器控制技术领域，具体涉及永磁同步直线电机无传感器控制性能的提升方法。


背景技术：

2.近年来直线电机在工业生产等领域应用十分广泛。旋转电机通过连接滚轴丝杠实现往复直线运动。然而，永磁直线电机不需要中间传动装置可以直接实现直线运动。中间传动装置的省去简化了整个控制系统，使其在推力、速度、精度等方面的性能有了很大的提升。直线电机一般使用直线光栅检测动子速度和位置，由于目前直线电机需要在更多场合甚至环境更为恶劣的工况下运行，速度传感器的使用降低了永磁直线电机的鲁棒性并且限制了其应用范围，同时也增加了安装成本。
3.无速度传感器控制不仅是现代交流传动控制技术中的一个重要研究方向，同时也是研究高性能直驱控制的关键技术，迄今为止，永磁直线电机无传感器控制可行的方法有很多，luenberger观测器法，高频注入法，卡尔曼滤波器方法，磁链观测器等，其中磁链观测器法具有计算量小，易于实现的优点，所以是研究热点。
4.磁链观测器是反电势观测法的延伸，同样具有计算量小，易于实现的特点，所以有广泛的应用前景。然而，直线电机的动子位置估算结果容易受到磁链漂移的影响，以及容易受到由于逆变器非线性和端部效应引起的高次谐波的干扰。所以，如何提高直线电机运行时的动子位置估算精确度是研究的重点和难点。


技术实现要素：

5.本发明的目的是提供永磁同步直线电机无传感器控制性能的提升方法，解决了现有技术中磁链观测器存在磁链漂移以及高次谐波的问题。
6.本发明所采用的技术方案是，永磁同步直线电机无传感器控制性能的提升方法，采用基于改进二阶广义积分器的永磁同步直线电机磁链观测器无传感器矢量控制系统进行控制，步骤如下：
7.步骤1，在α-β坐标系下，得到永磁同步直线电机状态方程，然后对其用状态空间进行描述，得到描述后的永磁同步直线电机状态方程；
8.步骤2，根据永磁同步直线电机状态方程，搭建改进的二阶广义积分器模型，并定义新的通过二阶广义积分器输出的反电动势；
9.步骤3，用改进的二阶广义积分器加积分器构建改进的磁链观测器，通过分析传递函数进一步对二阶广义积分器进行带宽增益，频率等参数的配置；并且使用“归一化”的方法对动子磁链进行处理来解决由于积分初值的设置可能带来的电角速度初始估计时的抖动问题。
10.本发明的特点还在于：
11.基于改进二阶广义积分器的永磁同步直线电机磁链观测器无传感器矢量控制系
统采用id＝0的动子磁场定向矢量控制策略，实现电流，速度双闭环控制；三相电流ia、ib、ic经过霍尔传感器测得后首先经过3s/2s变换得到两相静止坐标系下的电流i
α
、i
β
，再经过2s/2r变换得到两相旋转坐标电流id、iq；磁链观测器估计出来的速度估计值通过与速度的给定值作差得到的误差信号再经过pi调节器之后得到q轴的pi调节器电流给定值，然后与反馈回来的q轴实际电流值作差得到的误差信号通过pi调节器以后变为q轴电压，d轴的给定电流与d轴电流的实际值作差得到的误差信号经过pi调节器以后成为d轴电压，则可以得到d-q坐标系下的电压矢量，电压矢量再经过2r/2s变换得到静止坐标系电压矢量u
α
、u
β
最后通过空间矢量脉宽调制输出六路pwm信号从而驱动电机运动。
12.步骤1中永磁同步直线电机的数学模型表示为：
[0013][0014]
式(1)中，u
α
、u
β
分别为定子电压在α、β轴上的分量；r为定子电阻；ψ
sα
、ψ
sβ
分别为α、β轴定子磁链分量；i
α
、i
β
分别为定子电流在α、β轴上的分量；ls设为永磁同步直线电机的定子电感；
[0015]
动子磁链在α、β轴的分量可以表示为：
[0016][0017]
动子磁链在α、β轴的分量与电角度的关系可以表示为：
[0018][0019]
式(3)中，ψf为永磁直线电机永磁体磁链；
[0020][0021]
式(4)中，θe是动子位置
[0022]
动子位置和初始位置的关系可以表示为：
[0023][0024]
式(5)中，θe为动子位置，τ为极距，x为初始位置；
[0025]
因此，电角速度可以表示为：
[0026][0027]
式(6)中，ωe为电角速度，v为直线电机运行速度；
[0028]
动子磁链的计算基于以下公式：
[0029][0030]
此时，反电动势表示如下：
[0031][0032]
步骤2包括：
[0033]
步骤2.1，建立lpf传递函数公式为：
[0034][0035]
qe
′
为希望得到50hz的正弦信号，因此lpf的截止频率选定在50hz即可；
[0036]
步骤2.2，改进的二阶广义积分器的传递函数为：
[0037][0038][0039]
式中d1(s)的输出是不含直流分量的e
αβ
'，q1(s)的输出是不含有直流分量和高次谐波并与e
αβ
'正交的qe
αβ
'；
[0040]
对于k值的选择，兼顾sogi的滤波效果和响应速度，一般取k在附近，也符合滤波器的品质因数q
d2
＝0.707的要求；为了实现更好的动态性能，改进的二阶广义积分器的中的ω
′
采用的是估计出的直线电机运行频率的闭环反馈值；
[0041]
步骤2.3，二阶广义积分输出的反电动势要经过正序分量的提取如式(12)：
[0042][0043]
步骤3中的基于改进二阶广义积分器的永磁同步直线电机磁链观测器无传感器矢量控制系统主要包括速度环、电流环和改进的磁链观测器；基于改进二阶广义积分器的永磁同步直线电机磁链观测器无传感器矢量控制系统采用id＝0的动子磁场定向矢量控制策略，实现电流，速度双闭环控制；三相电流ia、ib、ic经过霍尔传感器测得后首先经过3s/2s变换得到两相静止坐标系下的电流i
α
、i
β
，再经过2s/2r变换得到两相旋转坐标电流id、iq；磁链观测器估计出来的速度估计值通过与速度的给定值作差得到的误差信号再经过pi调节器之后得到q轴的pi调节器电流给定值，然后与反馈回来的q轴实际电流值作差得到的误差信号通过pi调节器以后变为q轴电压，d轴的给定电流与d轴电流的实际值作差得到的误差信号经过pi调节器以后成为d轴电压，则可以得到d-q坐标系下的电压矢量，电压矢量再经
过2r/2s变换得到静止坐标系电压矢量u
α
、u
β
最后通过空间矢量脉宽调制输出六路pwm信号从而驱动电机运动。
[0044]
步骤3的具体步骤为：
[0045]
步骤3.1，通过二阶广义积分器得到的反电动势经过积分器得到定子磁链：
[0046][0047]
步骤3.2，根据动子磁链与定子磁链的关系可得式(14)：
[0048][0049]
步骤3.3，对动子磁链进行归一化处理可以得到式(15)：
[0050][0051]
步骤3.4，通过求得的动子磁链对动子位置和动子电角速度以及动子速度进行估算如式(16)(17)(18)：
[0052][0053][0054][0055]
本发明的有益效果是：
[0056]
本发明通过提高永磁同步直线磁链观测器无传感控制系统中磁链估计精度，进而提高动子位置和转速估计精度的方法。在纯积分器前面加一个改进的二阶广义积分器，解决了磁链观测器中出现的磁链漂移的问题，以及滤除了由于逆变器非线性、永磁直线电机固有的端部效应引起的高次谐波的问题。并且当系统运行在电网电压出现三相不平衡的特殊工况下时，正序分量的提取使得磁链观测器观测的结果依然不会失真。
附图说明
[0057]
图1是本发明步骤1中基于改进二阶广义积分器的永磁同步直线电机磁链观测器无传感器矢量控制系统的系统框图；
[0058]
图2是本发明步骤2中改进的二阶广义积分器的结构框图；
[0059]
图3是本发明步骤3中改进的磁链观测器框图。
具体实施方式
[0060]
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
[0061]
本发明是一种永磁同步直线电机无传感器控制性能的提升方法，如图1所示，采用基于改进二阶广义积分器的永磁同步直线电机磁链观测器无传感器矢量控制系统进行控制，主要包括速度环、电流环和改进的磁链观测器三个部分。
[0062]
基于改进二阶广义积分器的永磁同步直线电机磁链观测器无传感器矢量控制系统采用id＝0的动子磁场定向矢量控制策略，实现电流，速度双闭环控制。三相电流ia、ib、ic经过霍尔传感器测得后首先经过3s/2s变换得到两相静止坐标系下的电流i
α
、i
β
，再经过2s/2r变换得到两相旋转坐标电流id、iq。磁链观测器估计出来的速度估计值通过与速度的给定值作差得到的误差信号再经过pi调节器之后得到q轴的pi调节器电流给定值，然后与反馈回来的q轴实际电流值作差得到的误差信号通过pi调节器以后变为q轴电压，d轴的给定电流与d轴电流的实际值作差得到的误差信号经过pi调节器以后成为d轴电压，则可以得到d-q坐标系下的电压矢量，电压矢量再经过2r/2s变换得到静止坐标系电压矢量u
α
、u
β
最后通过空间矢量脉宽调制输出六路pwm信号从而驱动电机运动。本发明主要包括以下步骤：
[0063]
步骤1，在α-β坐标系下，得到永磁同步直线电机状态方程，然后对其用状态空间进行描述，得到描述后的永磁同步直线电机状态方程；
[0064]
步骤2，如图2，根据永磁同步直线电机状态方程，搭建改进的二阶广义积分器模型，并定义新的通过二阶广义积分器输出的反电动势；
[0065]
步骤3，如图3，用改进的二阶广义积分器加积分器构建改进的磁链观测器，通过分析传递函数进一步对二阶广义积分器进行带宽增益，频率等参数的配置。并且使用“归一化”的方法对动子磁链进行处理来解决由于积分初值的设置可能带来的电角速度初始估计时的抖动问题。
[0066]
步骤1中，永磁同步直线电机的数学模型表示为：
[0067][0068]
式(1)中，u
α
、u
β
分别为定子电压在α、β轴上的分量；r为定子电阻；ψ
sα
、ψ
sβ
分别为α、β轴定子磁链分量；i
α
、i
β
分别为定子电流在α、β轴上的分量；ls设为永磁同步直线电机的定子电感；
[0069]
动子磁链在α、β轴的分量可以表示为：
[0070][0071]
动子磁链在α、β轴的分量与电角度的关系可以表示为：
[0072][0073]
式(3)中，ψf为永磁直线电机永磁体磁链。
[0074][0075]
式(4)中，θe是动子位置
[0076]
动子位置和初始位置的关系可以表示为：
[0077][0078]
式(5)中，θe为动子位置，τ为极距，x为初始位置。
[0079]
因此，电角速度可以表示为：
[0080][0081]
式(6)中，ωe为电角速度，v为直线电机运行速度。
[0082]
动子磁链的计算基于以下公式：
[0083][0084]
此时，反电动势表示如下：
[0085][0086]
步骤2中具体的措施为：
[0087]
步骤2.1，改进的二阶广义积分器的两个输出分别是与输入同幅值相位但是不含直流分量的e
αβ
'以及与e
αβ
'正交但是不含有直流分量和高次谐波的qe
αβ
'。所以qe
αβ
'可以避免纯积分关节带来的直流偏置的影响也可以避免逆变器非线性、端部效应等因素带来的高次谐波的问题。与传统的sogi相比，改进的sogi是在输出误差反馈控制器kε与qv”通道上加入一个低通滤波器(low pass filter,lpf)，并与qe”作差后输出qe'。加入低通滤波器的目的是使qe'在高频段有较大的衰减，建立lpf传递函数为：
[0088][0089]
式(9)中，τ与lpf的截止频率有关。
[0090]
qe
′
为希望得到50hz的正弦信号，因此lpf的截止频率选定在50hz即可。
[0091]
步骤2.2，建立改进的二阶广义积分器传递函数，如式(10)式(11)所示，d1(s)与q1(s)分别是改进的二阶广义积分器的两个输出分别对应的是e
αβ
'，qe
αβ
'。与传统的sogi对比，改进的sogi是在输出误差反馈控制器kε与qe”通道上加入一个低通滤波器(low pass filter,lpf)，并与qe”作差后输出qe'。加入低通滤波器的目的是使qe
′
在高频段有较大的衰减，
[0092][0093][0094]
步骤2.3，为了解决系统运行于电网三相不平衡的特殊工况下的问题，要对输出的反电动势进行正序分量的提取。如式(12)所示：
[0095][0096]
将式(9)中的反电动势e
α
、e
β
分别接入到改进的二阶广义积分器中，二阶广义积分器输出的是不含直流分量以及高次谐波的两个正交的反电动势。
[0097]
步骤3将反电动势e
α
、e
β
输入到积分器中得到定子磁链后，由式(2)、(4)、(6)可以得到动子磁链、动子位置以及动子电角速度。
[0098]
由传递函数d1(s),q1(s)可以分析到，d1(s)是一个二阶带通滤波器，其频带宽度只受k值的影响，与谐振频率ω'无关，在中心频率ω'之外，其他频率均会有很大的衰减。加入了低通滤波器后的d1(s)与q1(s)的幅频特性仍然是相同的，也就是说q1(s)不但可以抑制输入信号的直流分量，还可以很好地抑制输入信号中的高频分量，而且在基波频率处不会因为lpf的加入而产生延时，其稳态增益同样只受k的影响，与谐振频率ω
′
无关。调节k值可以设定其带宽，k值越小，该滤波器的滤波效果越好，但是动态响应时间就越长。
[0099]
对于k值的选择，兼顾sogi的滤波效果和响应速度，一般取k在附近，也符合滤波器的品质因数q
d2
＝0.707的要求。为了实现更好的动态性能，改进的二阶广义积分器的中的ω
′
采用的是估计出的直线电机运行频率的闭环反馈。
[0100]
步骤3的具体步骤为：
[0101]
步骤3.1，通过二阶广义积分器得到的反电动势经过积分器得到定子磁链：
[0102][0103]
步骤3.2，根据动子磁链与定子磁链的关系可得式(14)：
[0104][0105]
步骤3.3，对动子磁链进行归一化处理可以得到式(15)：
[0106]
[0107]
步骤3.4，通过求得的动子磁链对动子位置和动子电角速度以及动子速度进行估算如式(16)(17)(18)：
[0108][0109][0110][0111]
本发明是一种基于改进的二阶广义积分器永磁同步直线电机磁链观测器无传感器控制系统的方法，改进的二阶广义积分器中增加了反馈通道提升了抑制直流分量的能力并在其反馈通道中设计加入了低通滤波器使其同时能够滤除端部效应以及逆变器非线性等引起的高次谐波，正序分量的提取能够解决电网处于三相不平衡特殊工况的问题。动子磁链的归一化处理可以在速度和位置初始估计中消除可能由于初始积分设置引起速度估计初的抖动。
[0112]
本发明实现了永磁同步直线电机的无传感器控制系统较高的动态性能和较小的静差，主要是基于改进的二阶广义积分器消除了磁链观测器的磁链漂移以及由于直线电机端部效应和逆变器非线性等引起的高次谐波，从而提高了磁链观测器动子位置和速度的观测精度。