非对称半桥反激式开关电源及其控制芯片和控制方法与流程

1.本发明涉及电路领域，更具体地涉及一种非对称半桥反激式开关电源及其控制芯片和控制方法。


背景技术：

2.开关电源又称交换式电源、开关变换器，是电源供应器的一种。开关电源的功能是通过不同形式的架构(例如，反激(fly-back)架构、降压(buck)架构、或升压(boost)架构等)将一个位准的电压转换为用户端所需要的电压或电流。


技术实现要素：

3.根据本发明实施例的用于非对称半桥反激式开关电源的控制芯片，其中，非对称半桥反激式开关电源包括第一功率开关、第二功率开关、谐振电容、以及变压器，该控制芯片被配置为：基于表征非对称半桥反激式开关电源的输出电压的输出反馈信号和表征流过变压器的原边电感的电流的电流感测信号，生成用于控制第一功率开关的导通与关断的上管控制信号；以及基于输出反馈信号和表征变压器的辅助电感上的电压的电压感测信号，生成用于控制第二功率开关的导通与关断的下管控制信号，其中，当第一功率开关处于关断状态时，谐振电容通过第二功率开关对变压器的原边电感放电的时间长度与以下电压值成正比，该电压值是第一功率开关处于导通状态时变压器的原边电感的充电电压。
4.根据本发明实施例的用于非对称半桥反激式开关电源的控制方法，其中，非对称半桥反激式开关电源包括第一功率开关、第二功率开关、谐振电容、以及变压器，该控制方法包括：基于表征非对称半桥反激式开关电源的输出电压的输出反馈信号和表征流过变压器的原边电感的电流的电流感测信号，生成用于控制第一功率开关的导通与关断的上管控制信号；以及基于输出反馈信号和表征变压器的辅助电感上的电压的电压感测信号，生成用于控制第二功率开关的导通与关断的下管控制信号，其中，当第一功率开关处于关断状态时，谐振电容通过第二功率开关对变压器的原边电感放电的时间长度与以下电压值成正比，该电压值是第一功率开关处于导通状态时变压器的原边电感的充电电压。
附图说明
5.从下面结合附图对本发明的具体实施方式的描述中可以更好地理解本发明，其中：
6.图1示出了根据本发明实施例的非对称半桥反激式开关电源的拓扑结构示意图。
7.图2示出了图1所示的非对称半桥反激式开关电源中的多个信号的工作波形图。
8.图3示出了根据本发明实施例的用于非对称半桥反激式开关电源的控制芯片的电路原理图。
9.图4示出了采用图3所示的控制芯片的非对称半桥反激式开关电源在临界连续模式下工作时的多个信号的工作波形图。
10.图5示出了采用图3所示的控制芯片102的非对称半桥反激式开关电源100在断续模式下工作时的多个信号的工作波形图。
11.图6示出了图3所示的零电压导通控制单元的示例实现的电路原理图。
具体实施方式
12.下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明的更好的理解。本发明决不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结构和技术，以便避免对本发明造成不必要的模糊。
13.图1示出了根据本发明实施例的非对称半桥反激式开关电源100的拓扑结构示意图。如图1所示，在非对称半桥反激式开关电源100中，第一和第二功率开关q1和q2均为金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)，通过谐振电容cr和变压器t的原边电感lp的谐振可以实现第一和第二功率开关q1和q2的零电压导通。
14.图2示出了图1所示的非对称半桥反激式开关电源100中的多个信号的工作波形图，其中：gate_up表示用于控制第一功率开关q1的导通与关断的上管控制信号，gate_down表示用于控制第二功率开关q2的导通与关断的下管控制信号，i
lp
表示流过变压器t的原边电感lp的电流(简称变压器原边电流)，i
do
表示流过变压器t的副边电感ls的电流(简称变压器副边电流)，hb电压表示第一和第二功率开关q1和q2之间的中间点hb处的电压。
15.结合图1和图2所示，在t0时刻，第一功率开关q1从关断状态变为导通状态，非对称半桥反激式开关电源100的输入电压(即，直流输入电压)vin通过谐振电容cr给变压器t的原边电感lp充电，变压器原边电流i
lp
正向增大；在t1时刻，第一功率开关q1从导通状态变为关断状态，输入电压vin给变压器t的原边电感lp充电的回路断开，由于电感中的电流无法突变，变压器原边电流i
lp
给第二功率开关q2的寄生电容放电，hb电压下降；在t2时刻，hb电压下降至0v，第二功率开关q2的体二极管从关断状态变为导通状态，第二功率开关q2实现零电压导通，之后谐振电容cr和变压器t的原边电感lp谐振，变压器原边电流i
lp
下降至0a后负向增大，同时变压器t的副边电感ls退磁；在t3时刻，变压器t的副边电感ls退磁结束，变压器副边电流i
do
回到0a，变压器原边电流i
lp
也谐振到0a，之后谐振电容cr通过第二功率开关q2对变压器t的原边电感lp放电，变压器原边电流i
lp
负向增大；在t4时刻，第二功率开关q2从导通状态变为关断状态，谐振电容cr对变压器t的原边电感lp放电的回路断开，由于电感中的电流无法突变，变压器原边电流i
lp
给第一功率开关q1的寄生电容放电，hb电压上升；在t5时刻，hb电压上升至输入电压vin，第一功率开关q1的体二极管从关断状态变为导通状态，第一功率开关q1实现零电压导通。
16.由于变压器原边电流i
lp
在t1时刻是正向峰值电流，谐振能量足够大，所以hb电压在t2时刻一定可以谐振到0v，从而实现第二功率开关q2的零电压导通。在第二功率开关q2从导通状态变为关断状态后，hb电压能否谐振到输入电压vin从而实现第一功率开关q1的零电压导通取决于在第二功率开关q2从导通状态变为关断状态的t4时刻变压器原边电流ilp
的负向电流幅值。谐振电容cr通过第二功率开关q2对变压器t的原边电感lp放电的时间长度t
zvs
决定了变压器原边电流i
lp
的负向电流幅值，也就决定了在第二功率开关q2从导通状态变为关断状态后谐振能量的大小，最终决定了第一功率开关q1从关断状态变为导通状态前的hb电压。只有hb电压达到输入电压vin才能实现第一功率开关q1的零电压导通。
17.但是，随着输入电压vin的变化，hb电压从0v谐振到输入电压vin需要的时间长度也就不同，如果谐振电容cr通过第二功率开关q2对变压器t的原边电感lp放电的时间长度t
zvs
固定，则无法实现第一功率开关q1在不同输入电压vin下的零电压导通。具体地，如果t
zvs
太短，第一功率开关q1从关断状态变为导通状态时漏极和源极的电压差还是很高，开关损耗仍然很大；如果t
zvs
过长，变压器原边电流i
lp
的负向电流幅值太大，同样的负载条件需要的变压器原边电流i
lp
的正向电流峰值也会变大，变压器原边电流i
lp
的有效值会变大很多，第一和第二功率开关q1和q2的导通损耗也会变大很多，谐振能量的浪费会导致电源整体效率降低。
18.在图1所示的非对称半桥反激式开关电源100中，变压器t的原边电感lp和副边电感ls的匝数比为n:1，谐振电容cr两端的电压为输出电压vo的n倍(即，nvo)；hb电压谐振到输入电压vin需要的能量为coss为第一和第二功率开关q1和q2的寄生电容的电容值；在第二功率开关q2处于关断状态时，变压器t的原边电感lp中储存的能量为如果变压器t的原边电感lp中储存的能量刚好可以让hb电压谐振到输入电压vin实现第一功率开关q1的零电压导通，那么在第二功率开关q2从导通状态变为关断状态时，变压器原边电流关断状态时，变压器原边电流由于变压器原边电流i
lp
是由谐振电容cr对变压器t的原边电感lp在放电产生的(谐振电容cr通过第二功率开关q2对变压器t的原边电感lp放电的时间长度为t
zvs
)，因此lp
×ilp
＝vo
×
t
zvs
，这里，变压器t的原边电感lp的感量、第一和第二功率开关q1和q2的寄生电容coss、变压器t的原边电感lp与副边电感ls的匝数比n:1、以及输出电压vo是固定参数，因此需要保证t
zvs
和vin-nvo成正比才能实现第一和第二功率开关q1和q2的零电压导通。
19.鉴于上述问题，提出了根据本发明实施例的用于非对称半桥反激式开关电源100的控制芯片和控制方法，可以根据输入电压vin的大小自动调节谐振电容cr通过第二功率开关q2对变压器t的原边电感lp放电的时间长度t
zvs
，从而调节第二功率开关q2从导通状态变为关断状态后谐振能量的大小，实现第一功率开关q1的零电压导通。
20.图3示出了根据本发明实施例的用于非对称半桥反激式开关电源的控制芯片102的电路原理图。下面结合图1和图3，描述图3所示的控制芯片102应用于图1所示的非对称半桥反激式开关电源100的情况。
21.如图1和图3所示，在一些实施例中，控制芯片102可以被配置为：基于表征非对称
半桥反激式开关电源100的输出电压vo的输出反馈信号fb和表征流过变压器t的原边电感lp的电流的电流感测信号vcs，生成用于控制第一功率开关q1的导通与关断的上管控制信号gate_up；以及基于输出反馈信号fb和表征变压器t的辅助电感laux上的电压的电压感测信号inv，生成用于控制第二功率开关q2的导通与关断的下管控制信号gate_down。
22.如图1和图3所示，在一些实施例中，输出电压vo通过电阻分压以及tl431和光耦之后产生输出反馈信号fb；输出反馈信号fb经过二极管降压和电阻分压后产生的电压与电流感测信号vcs一起被送入比较器102-1，以生成决定第一功率开关q1从导通状态变为关断状态的关断时刻的上管关断控制信号cv_off。也就是说，控制芯片102进一步被配置为：基于输出反馈信号fb和电流感测信号vcs，生成用于控制第一功率开关q1从导通状态变为关断状态的上管关断控制信号cv_off。
23.如图1和图3所示，在一些实施例中，控制芯片102包括死区时间控制单元102-2，该死区时间控制单元在第二功率开关q2从导通状态变为关断状态时开始对第二功率开关q2处于关断状态的持续时间进行计时，并在第二功率开关q2处于关断状态的持续时间达到预设死区时间时生成用于控制第一功率开关q1从关断状态变为导通状态的上管导通控制信号zvs_up_on。
24.如图1和图3所示，在一些实施例中，控制芯片102包括第一逻辑控制单元102-3，该第一逻辑控制单元基于上管关断控制信号cv_off和上管导通控制信号zvs_up_on生成上管控制信号gate_up。
25.如图1和图3所示，在一些实施例中，控制芯片102包括频率控制单元102-4、退磁检测单元102-5、以及零电压导通控制单元102-6，其中，频率控制单元102-4基于输出反馈信号fb，生成用于控制非对称半桥反激式开关电源100的工作频率的上钳频信号maxfre_off；退磁检测单元102-5基于电压感测信号inv，生成用于表征变压器t的原边电感lp的退磁情况的退磁检测信号dem_off；零电压导通控制单元102-6基于上钳频信号maxfre_off、退磁检测信号dem_off、以及电压感测信号inv，生成用于控制第二功率开关q2从导通状态变为关断状态的下管关断控制信号zvs_off。
26.如图1和图3所示，在一些实施例中，死区时间控制单元102-2还在第一功率开关q1从导通状态变为关断状态时开始对第一功率开关q1处于关断状态的持续时间进行计时，并在第一功率开关q1处于关断状态的持续时间达到预设死区时间时生成用于控制第二功率开关q2从关断状态变为导通状态的下管导通控制信号zvs_down_on。
27.如图1和图3所示，在一些实施例中，控制芯片102还包括第二逻辑控制单元102-7，该第二逻辑控制单元基于下管导通控制信号zvs_down_on和下管关断控制信号zvs_off生成下管控制信号gate_down。
28.如图1和图3所示，在第一功率开关q1从关断状态变为导通状态后，输入电压vin通过谐振电容cr给变压器t的原边电感lp充电，变压器原边电流i
lp
正向上升，电流感测信号vcs增大；当电流感测信号vcs的电压高于输出反馈信号fb经过降压和分压后产生的电压时，上管关断控制信号cv_off由低电平变为高电平，第一功率开关q1从导通状态变为关断状态。在第一功率开关q1从导通状态变为关断状态后，变压器原边电流i
lp
给第二功率开关q2的寄生电容放电，hb电压下降至0v，第二功率开关q2的体二极管导通，死区时间控制单元102-2在第一功率开关q1处于导通状态的持续时间达到预设死区时间后生成下管导通控制
信号zvs_up_on，第二功率开关q2实现零电压导通。
29.如图1和图3所示，电压感测信号inv送入退磁检测单元102-5产生退磁检测信号dem_off；输出反馈信号fb经过二极管降压和电阻分压后产生的电压送入频率控制单元102-4产生限制非对称半桥反激式开关电源100的工作频率的上钳频信号maxfre_off，上钳频信号maxfre_off可以在负载降低时降低工作频率。退磁检测信号dem_off、上钳频信号maxfre_off、和电压感测信号inv送入零电压导通控制单元102-5经过计时处理产生下管关断控制信号zvs_off，即退磁检测信号dem_off、上钳频信号maxfre_off、和电压感测信号inv共同决定第二功率开关q2从导通状态变为关断状态的关断时刻。在第二功率开关q2从导通状态变为关断状态后，变压器原边电流i
lp
给第一功率开关q1的寄生电容放电，hb电压上升至输入电压vin，第一功率开关q1的体二极管导通，死区时间控制单元102-2在第二功率开关q2处于关断状态的持续时间达到预设死区时间后生成上管导通控制信号zvs_up_on，第一功率开关q1实现零电压导通。
30.这里，退磁检测信号dem_off和上钳频信号maxfre_off的不同时序决定了非对称半桥反激式开关电源100的不同工作状态。当上钳频信号maxfre_off比退磁检测信号dem_off更早地从低电平变为高电平时，非对称半桥反激式开关电源100工作于临界连续模式。当退磁检测信号dem_off比上钳频信号maxfre_off更早地从低电平变为高电平时，非对称半桥反激式开关电源100工作于断续模式。
31.图4示出了采用图3所示的控制芯片102的非对称半桥反激式开关电源100在临界连续模式下工作时的多个信号的工作波形图。如图4所示，在t0时刻，第一功率开关q1从关断状态变为导通状态，输入电压vin通过谐振电容cr给变压器t的原边电感lp充电，变压器原边电流i
lp
正向上升，电流采样信号vcs增大；在t1时刻，电流感测信号vcs的电压高于输出反馈信号fb经过二极管降压和电阻分压后产生的电压，第一功率开关q1从导通状态变为关断状态，输入电压vin给变压器t1的原边电感lp充电的回路断开，由于电感中的电流无法突变，变压器原边电流i
lp
给第二功率开关q2的寄生电容放电，hb电压下降；在t2时刻，hb电压下降至0v，第二功率开关q2的体二极管导通，第二功率开关q2实现零电压开通，之后谐振电容cr和变压器t的原边电感lp谐振，变压器原边电流i
lp
下降至0a后负向增大，同时变压器t的副边电感ls退磁；在t3时刻，变压器t的副边电感ls退磁结束，变压器副边电流i
do
回到0a，退磁检测单元102-5通过电压感测信号inv的下降斜率检测到变压器t的原边电感lp退磁结束，退磁检测信号dem_off从低电平变为高电平，若此时上钳频信号maxfre_off为高电平，则第二功率开关q2继续保持导通状态，谐振电容cr通过第二功率开关q2对变压器t的原边电感lp放电，变压器原边电流i
lp
负向增大直至负向幅值足够大；在t4时刻，零电压导通控制单元102-6生成的下管关断控制信号zvs_off从低电平变为高电平，第二功率开关q2从导通状态变为关断状态，谐振电容cr对变压器t的原边电感lp放电的回路断开，由于电感中的电流无法突变，变压器原边电流i
lp
给第一功率开关q1的寄生电容放电，hb电压上升；在t5时刻，hb电压上升至输入电压vin，第一功率开关q1的体二极管导通，第一功率开关q1实现零电压导通。这里，从变压器t的原边绕组lp退磁结束的t3时刻到第二功率开关q2从导通状态变为关断状态的t4时刻这段时长为t
zvs
。
32.图5示出了采用图3所示的控制芯片102的非对称半桥反激式开关电源100在断续模式下工作时的多个信号的工作波形图。如图5所示，在t0时刻，第一功率开关q1从关断状
态变为导通状态，输入电压vin通过谐振电容cr给变压器t的原边电感lp充电，变压器原边电流i
lp
正向上升，电流感测信号vcs增大；在t1时刻，电流感测信号vcs的电压高于输出反馈信号fb经过二极管降压和电阻分压后产生的电压，第一功率开关q1从导通状态变为关断状态，输入电压vin给变压器t的原边电感lp充电的回路断开，由于电感中的电流无法突变，变压器原边电流i
lp
给第二功率开关q2的寄生电容放电，hb电压下降；在t2时刻，hb电压下降至0v，第二功率开关q2的体二极管导通，第二功率开关q2实现零电压开通，之后谐振电容cr和变压器t的原边电感lp谐振，变压器原边电流i
lp
下降至0a后负向增大，同时变压器t的副边电感ls退磁；在t3时刻，变压器t的副边电感ls退磁结束，变压器副边电流i
do
回到0a，退磁检测单元102-5通过电压感测信号inv的下降斜率检测到变压器t的原边电感lp退磁结束，退磁检测信号dem_off从低电平变为高电平，若此时上钳频信号maxfre_off为低电平，则第二功率开关q2直接从导通状态变为关断状态；在t4时刻，上钳频信号maxfre_off从低电平变为高电平，第二功率开关q2再次从关断状态变为导通状态，谐振电容cr通过第二功率开关q2对变压器t的原边电感lp放电，变压器原边电流i
lp
负向增大直至负向幅值足够大；在t5时刻，零电压导通控制单元102-6生成的下管关断控制信号zvs_off从低电平变为高电平，第二功率开关q2从导通状态变为关断状态，谐振电容cr对变压器t的原边电感lp放电的回路断开，由于电感中的电流无法突变，变压器原边电流i
lp
给第一功率开关q1的寄生电容放电，hb电压上升；在t6时刻，hb电压上升至输入电压vin，第一功率开关q1的体二极管导通，第一功率开关q1实现零电压导通。这里，上钳频信号maxfre_off从低电平变为高电平后，第二功率开关q2再次从关断状态变为导通状态的t4时刻到第二功率开关q2再次从导通状态变为关断状态的t5时刻这段时长为t
zvs
。
33.图6示出了图3所示的零电压导通控制单元102-6的示例实现的电路原理图。如图6所示，零电压导通控制单元102-6用于控制谐振电容cr通过第二功率开关q2给变压器t的原边电感lp放电的时间长度t
zvs
，实现第一功率开关q1的零电压导通。具体地，当第一功率开关q1从关断状态变为导通状态时，变压器t的原边电感lp的充电电压为vin-nvo，变压器t的辅助电感laux的分压端inv就会有一个与vin-nvo成正比的负向电压(即，电压感测信号inv为负向电压且与vin-nvo成正比)；钳位模块将电压感测信号inv的电压钳位在接近0v，这样在第一功率开关q1从关断状态变为导通状态时产生的钳位电流就会与vin-nvo成正比；电流控制电流源cccs对钳位电流进行采样产生的采样电流在电阻r上产生电压vr；在第一功率开关q1处于导通状态时对电阻r上的电压vr进行采样，可以得到与vin-nvo成正比的采样电压vc；在上钳频信号maxfre和退磁检测信号dem_off都为高电平时，用固定电流源对电容c充电；当电容c上的充电电压高于采样电压vc时产生下管关断控制信号zvs_off。这样，可以得到与vin-nvo成正比的t
zvs
。通过调节辅助电感laux到分压端inv的电阻大小可以调节t
zvs
与vin-nvo的比值，实现第一和第二功率开关q1和q2在不同输入电压下的零电压导通或低电压导通。
34.本发明可以以其他的具体形式实现，而不脱离其精神和本质特征。例如，特定实施例中所描述的算法可以被修改，而系统体系结构并不脱离本发明的基本精神。因此，当前的实施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本发明的范围由所附权利要求而非上述描述定义，并且，落入权利要求的含义和等同物的范围内的全部改变从而都被包括在本发明的范围之中。