一种多相位DC-DC转换器的制作方法

一种多相位dc-dc转换器
技术领域
1.本发明涉及集成电路，更具体地，涉及一种多相位dc-dc转换器。


背景技术：

2.目前，在需要电压转换器的集成电路中，通常为了降低输出波纹可以采用多相位dc-dc转换器，即采用具有多路dc-dc转换器的电压转换器进行交替工作。进一步的，当系统中的负载较小的时候，可以对多路dc-dc转换器进行选择，关闭其中的部分转换器，开启另外的部分转换器从而提高多路dc-dc转换器的工作效率。
3.然而，在现有技术中，能够实现系统轻载和重载两种工作模式转换的多相位dc-dc转换器在切换工作模式的过程中输出电压会出现跳变，从而影响系统的整体性能。
4.因此，亟需一种改进的多相位dc-dc转换器。


技术实现要素：

5.为解决现有技术中存在的不足，本发明的目的在于，提供一种多相位dc-dc转换器，能够提供一种控制单元，使得转换器在轻载和重载两种工作模式的切换过程中能够实现平滑切换。
6.本发明采用如下的技术方案。一种多相位dc-dc转换器，包括误差放大器、控制单元、至少两个转换器和环路单元，控制单元，包括opa放大器、第一场效应管和第二场效应管；opa放大器正相输入端接收误差放大电压v
ea
，负相输入端接收参考电压v
ref1
，输出端与第一场效应管的漏极和栅极、第二场效应管的栅极分别连接并为第一场效应管反馈输出电流i1；第一场效应管与第二场效应管的源极分别连接电源电压，第二场效应管的漏极与至少两个转换器中的一个相连接，并为至少两个转换器中的一个提供镜像输入电流i2。
7.优选地，多相位dc-dc转换器中包括两个转换器，分别为主转换器和辅转换器；并且，辅转换器基于控制单元输出的所述镜像输入电流i2控制工作状态。
8.优选地，至少两个转换器中的一个包括比较器、逻辑单元、pmos管、nmos管、电流感应单元、直流电流源、斜坡电流源、电阻和电感；比较器正相输入端接收来自误差放大器的误差放大电压v
ea
，负相输入端与电流感应单元的输出端、直流电流源的输出端、斜坡电流源的输出端以及电阻的一端相连接，用于同时接收感应电流、直流电流和斜坡电流；逻辑单元的输入端与比较器输出端相连接，接收比较器的输出以及系统时钟信号，输出端分别与pmos管和nmos管的栅极相连接，为pmos管和nmos管提供导通电压；电流感应单元的输入端分别与pmos管的源极和漏极相连接，输出端输出感应电流并与电阻一端和比较器的负相输入端相连接；直流电流源、斜坡电流源一端连接电源电压，一端连接电阻的一端；电阻的另一端接地；电感的一端分别与pmos管的漏极和nmos管的漏极相连接，另一端作为转换器的输出端。
9.优选地，至少两个转换器的输出端相连接以输出多相位dc-dc转换器的输出电压v
out
。
10.优选地，环路单元包括电容、第一分压电阻和第二分压电阻；电容一端接转换器的输出端，另一端接地；第一分压电阻一端接所述转换器的输出端，另一端接第二分压电阻和所述误差放大器的正相输入端；第二分压电阻一端接第一分压电阻和误差放大器的正相输入端，另一端接地。
11.优选地，多相位dc-dc转换器输出电压v
out
为系统负载电路供电，并基于系统负载生成负载电流i
load
。
12.优选地，当系统从重载转换至轻载，随着所述负载电流i
load
减小，辅转换器中的比较器的负相输入端的镜像输入电流i2增大，负相输入端电压v
sum2
增大；当负相输入端电压v
sum2
升高至高于误差放大电压v
ea
，辅转换器中的电感输出电流i
l2
降低至0安培，以控制辅转换器的工作状态为关闭。
13.优选地，当系统从轻载转换至重载，随着负载电流i
load
增大，辅转换器中的比较器的负相输入端的镜像输入电流i2减小，负相输入端电压v
sum2
减小；当负相输入端电压v
sum2
震荡降低至低于误差放大电压v
ea
，辅转换器中的电感输出电流i
l2
升高，以控制辅转换器的工作状态为开启。
14.优选地，误差放大电压v
ea
随着所述负载电流i
load
的增大或减小增大或减小；并且，当误差放大电压v
ea
大于控制单元中opa负相输入端的参考电压v
ref1
时，误差放大电压v
ea
与负载电流i
load
呈第一线性关系；当误差放大电压v
ea
小于控制单元中opa负相输入端的参考电压v
ref1
时，误差放大电压v
ea
与负载电流i
load
呈第二线性关系。
15.本发明的有益效果在于，与现有技术相比，本发明中一种多相位dc-dc转换器包括一个控制单元，该控制单元能够在多相位dc-dc转换器切换工作模式的过程中使误差放大电压和转换器输出电压均能够克服过冲，实现平滑变换。
附图说明
16.图1为本发明现有技术中dc-dc转换器的电路示意图；
17.图2为本发明现有技术中dc-dc转换器的负载电流与误差放大电压的关系示意图；
18.图3为本发明一种多相位dc-dc转换器的电路示意图；
19.图4为本发明一种多相位dc-dc转换器的各项参数随时间变化的示意图；
20.图5为本发明一种多相位dc-dc转换器的负载电流与误差放大电压的关系示意图。
具体实施方式
21.下面结合附图对本技术作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本技术的保护范围。
22.图1为本发明现有技术中dc-dc转换器的电路示意图。如图1所示，现有技术中dc-dc转换器包括主转换器、辅转换器、比较器、误差放大器和环路单元。其中，该dc-dc转换器可以是两相位buck型dc-dc转换器，即降压型直流转直流转换器，该dc-dc转换器也可以是多相位的dc-dc转换器。
23.误差放大器的正相输入端接入以输出电压为比例的反馈电压v
fb
，负相输入端接入基准电压v
ref
，输出端输出误差放大电压v
ea
，并与主转换器中的第一比较器相连接。
24.主转换器，包括第一比较器comp1、逻辑单元logic1、场效应管mp0和场效应管mn0，
电流感应单元currentsense1、直流电流源i
dc1
、斜坡电流源i
slope1
、电阻r
sum1
、电感l1。其中，第一比较器comp1的正相输入端接入误差放大电压v
ea
，负相输入端与电阻r
sum1
、电流感应单元currentsense1的输出端相连接，第一比较器comp1的输出端连接逻辑单元logic1。逻辑单元接收来自第一比较器comp1的输出端的输出信号和时钟信号clk1，同时输出至场效应管mp0和场效应管mn0的栅极。场效应管mp0的源极接电源电压v
dd
和电流感应单元currentsense1的一端，场效应管的漏极接电流感应单元currentsense1的另一端、场效应管mn0的漏极以及电感l1的一端。场效应管mn0的源极接地。电流感应单元currentsense1输出感应电流i
sense1
并反馈至第一比较器comp1的负相输入端。于此同时，第一比较器comp1的负相输入端还接入来自直流电流源i
dc1
和斜坡电流源i
slope1
的输出电流。
25.第三比较器comp3的正相输入端接参考电压v
ref1
，负相输入端接收误差放大电压v
ea
，输出端输出sd2作为辅转换器的控制开关的参考。
26.辅转换器，与主转换器类似，包括第二比较器comp2、逻辑单元logic2、场效应管mp1和场效应管mn1，电流感应单元currentsense2、直流电流源i
dc2
、斜坡电流源i
slope2
、电阻r
sum2
、电感l2。辅转换器中各个元件的连接方式也与主转换器中各个元件的连接方式相似。与之不同的是，辅助转换器中，逻辑单元logic2接收来自第三比较器comp3输出的sd2作为控制信号，控制辅转换器的工作状态。
27.环路单元包括电容c
out
、第一输出电阻r1、第二输出电阻r2。其中，电容c
out
一端分别与主转换器和辅转换器输出的电感另一端相连接，用于接收主转换器和辅转换器的输出电压v
out
，电容的另一端接地。同时，第一电阻和第二电阻串联，第一电阻端与输出电压v
out
相连，第二电阻端接地。第一电阻和第二电阻的串联电路之间输出电压作为反馈电压与误差放大器的正相输入端相连。
28.根据图1中所示出的各个元件之间的连接关系可知，当误差放大器输出的误差放大电压v
ea
减小时，可以只保留一路dc-dc，关闭另一路dc-dc。即此时可以保留主转换器处于工作状态，而使得辅转换器处于关闭状态。利用比较器comp3对误差放大电压v
ea
和参考电压v
ref1
进行比较。若有v
ea
《v
ref1
时，可以判断此时系统电路工作在重载模式当中，则比较器comp3输出的sd2为高电压，此时，该高电压可以指示逻辑单元logic将辅转换器关闭。若有v
ea
≥v
ref1
时，可以判断此时系统电路工作在轻载模式当中，则比较器comp3输出的sd2为低电压，此时，逻辑单元logic及辅转换器处于正常工作状态。当辅转换器和主转换器同时处于工作状态时，由于两者结构相同，参数可以考虑设置得也相同，则可以分别提供一半的负载电流。
29.需要注意的是，当负载电流i
load
减小时，系统进入轻载模式，此时sd2为高电压，辅助转换器会立刻关闭。然而，仅由主转换器提供的输出电流还不足够作为负载电流i
load
为电路中的负载进行供电。因此输出电压v
out
下降，依靠环路单元的调制，误差放大器的输出电压v
ea
必须升高，才能够使得主转换器能够提供足够大的负载电流。
30.图2为本发明现有技术中dc-dc转换器的负载电流与误差放大电压的关系示意图。如图2所示，当负载电流i
load
较大时，随着负载电流i
load
的变化，反馈至误差放大器的输出电压v
ea
呈线性变化。且负载电流i
load
增加，输出电压v
ea
升高；负载电流i
load
减小，输出电压v
ea
降低。然而，当负载电流i
load
小于一个固定值时，会导致系统进入轻载模式，此时辅转换器关闭。而此时，需要误差放大器的输出电压v
ea
跳变至一个高于参考电压v
ref1
的电压值才能
够使得dc-dc转换器输出足够大的负载电流i
load
。然而，由于系统调制误差放大电压v
ea
需要一定的时间，这导致在这段调制时间内dc-dc转换器的输出电压v
out
会产生向下过冲，跳变至一个较小的电压值。
31.同样的，当系统从轻载向重载转换时，误差放大电压v
ea
则需要跳变到较小的值，从而使得dc-dc转换器的输出电压v
out
向上过冲并生成合理的负载电流。
32.综上所述，采用现有技术中的dc-dc转换器，在进行轻载与重载两种工作模式的转换时，会导致误差放大电压v
ea
不够平滑，从而影响到输出的负载电流和输出电压的精确度。
33.图3为本发明一种多相位dc-dc转换器的电路示意图。如图3所示，本发明中的多相位dc-dc转换器可以为两相位的buck型的dc-dc转换器，即一种两相位的压降直流转直流转换器。
34.优选地，本发明中一种多相位dc-dc转换器，包括误差放大器、控制单元、至少两个转换器和环路单元。
35.控制单元，包括opa放大器、第一场效应管mp2和第二场效应管mp3；opa放大器正相输入端接收误差放大电压v
ea
，负相输入端接收参考电压v
ref1
，opa输出端与所述第一场效应管mp2的漏极和栅极、第二场效应管mp3的栅极分别连接并为第一场效应管mp2反馈输出电流i1；第一场效应管mp2与第二场效应管mp3的源极分别连接电源电压v
dd
，第二场效应管mp3的漏极与至少两个转换器中的一个相连接，并为至少两个转换器中的一个提供镜像输入电流i2。
36.具体的，如图3中所示，由于第一场效应管mp2和第二场效应管mp3呈镜像连接关系，因此反馈输出电流i1和镜像输入电流i2相等，并且有i1＝i2＝gm*(v
ref1-v
ea
)。其中，gm作为opa的跨导是opa的放大系数。
37.优选地，多相位dc-dc转换器中包括两个转换器，分别为主转换器和辅转换器；并且，辅转换器基于控制单元输出的镜像输入电流i2控制工作状态。镜像输入电流i2会随着opa正相输入端中输入的误差放大电压v
ea
的变化而变化，从而控制辅转换器处于工作或停止的状态。
38.优选地，至少两个转换器中的一个包括比较器comp、逻辑单元logic、pmos管、nmos管、电流感应单元currentsense、直流电流源、斜坡电流源、电阻r
sum
和电感l。比较器comp正相输入端接收来自所述误差放大器的误差放大电压v
ea
，负相输入端与电流感应单元currentsense的输出端、直流电流源i
dc
的输出端、斜坡电流源i
slope
的输出端以及电阻r
sum
的一端相连接，用于同时接收感应电流i
sense
、直流电流i
dc
和斜坡电流i
slope
。
39.逻辑单元logic的输入端与比较器comp输出端相连接，接收比较器comp的输出以及系统时钟信号clk，输出端分别与pmos管和nmos管的栅极相连接，为pmos管和nmos管提供导通电压。
40.电流感应单元currentsense的输入端分别与pmos管的源极和漏极相连接，输出端输出感应电流i
sense
并与所述电阻r
sum
一端和比较器comp的负相输入端相连接；直流电流源、斜坡电流源一端连接电源电压v
dd
，一端连接电阻r
sum
的一端；电阻r
sum
的另一端接地；电感l的一端分别与pmos管的漏极和nmos管的漏极相连接，另一端作为转换器的输出端。
41.根据主转换器和辅转换器中各个元件的连接方式可知，转换器接收到误差放大电压后，能够生成感应电流，感应电流反馈至比较器的负相输入端从而稳定转换器的输出电
压。
42.优选地，至少两个转换器的输出端相连接以输出多相位dc-dc转换器的输出电压v
out
。如图3所示，主转换器和辅转换器的输出电压并联以提供多相位dc-dc转换器整体的输出电压v
out
。
43.优选地，环路单元包括电容、第一分压电阻和第二分压电阻；电容一端接转换器的输出端，另一端接地；第一分压电阻一端接转换器的输出端，另一端接第二分压电阻和误差放大器的正相输入端；第二分压电阻一端接第一分压电阻和误差放大器的正相输入端，另一端接地。
44.优选地，多相位dc-dc转换器输出电压v
out
为系统负载电路供电，并基于系统负载生成负载电流i
load
。
45.优选地，当系统从重载转换至轻载，随着负载电流i
load
减小，vea减小，i1增加，i2也随之增加，辅转换器中的比较器的负相输入端电压v
sum2
增加；当负相输入端电压v
sum2
升高至误差放大电压v
ea
，辅转换器中的电感输出电流i
l2
低至0安培，以控制辅转换器的工作状态为关闭。
46.优选地，当系统从轻载转换至重载，随着负载电流i
load
增大，vea增加，i1减小，i2也随之减小。辅转换器中的比较器的负相输入端电压v
sum2
减小；当负相输入端电压v
sum2
降低至低于误差放大电压v
ea
，辅转换器中的电感输出电流i
l2
升高，以控制辅转换器的工作状态为开启。
47.本发明一实施例中，以两相位buck型dc-dc为例进行说明。当系统的负载电流i
load
减小时，误差放大电压v
ea
也会随之减小，当误差放大电压v
ea
小于控制单元中opa负相输入端的参考电压v
ref1
时，pmos管mp2的栅极电压也会下降，此时pmos管与nmos管导通，且产生了流过pmos管mp2的源漏极电流。此时，镜像输入电流i2从控制单元流入辅转换器，此时辅转换器负相输入端的输入电压为v
sum2
＝(i
dc2
i
slope2
i
sense2
i2)*r
sum2
。
48.根据上述公式可以得出，辅转换器负相输入端的输入电压为v
sum2
随着镜像输入电流i2与感应电流i
sense2
相关。当误差放大电压v
ea
逐渐降低时，转换器的输出电流i
l2
也随之降低，此时流过pmos管mp1的电流减小从而使感应电流i
sense2
减小。于此同时，当误差放大电压v
ea
逐渐降低时，控制单元的镜像输入电流i2会逐渐增加，并且可以将各个元件的参数设置为使得i2的增加量大于感应电流i
sense2
的减小量。此时，辅转换器负相输入端整体输入电流仍然增加，因此导致辅转换器负相输入端的输入电压v
sum2
增加。
49.图4为本发明一种多相位dc-dc转换器的各项参数随时间变化的示意图。如图4所示，随着辅转换器负相输入端的输入电压v
sum2
的增大和误差放大电压v
ea
的减小，辅转换器的pmos管的每次导通时间ton逐渐缩短。进一步地，随着辅转换器的pmos管的每次导通时间ton的缩短，辅转换器的导通电流也逐渐减小，当辅转换器负相输入端的输入电压v
sum2
增大到大于或等于误差放大电压v
ea
时，辅转换器的pmos管就会被关断，辅转换器的导通电流减小至0安培，辅转换器彻底停止工作。
50.由于本发明中系统的负载电流i
load
降低时，辅转换器的输出电流是逐渐降低为0安培的，所以其影响了误差放大电压v
ea
的减小，使得误差放大电压v
ea
不会在辅转换器关停时发生突变现象，而是在辅助转换器关停时逐渐降低。
51.同样的，当系统由轻载转换为重载的工作模式时，误差放大电压v
ea
会随着系统的
负载电流i
load
的增加而逐渐增加，并不会因为辅助转换器转换至工作状态而发生突变。
52.优选地，误差放大电压v
ea
随着负载电流i
load
的增大或减小增大或减小；并且，当误差放大电压v
ea
大于所述控制单元中opa负相输入端的参考电压v
ref1
时，误差放大电压v
ea
与所述负载电流i
load
呈第一线性关系；当误差放大电压v
ea
小于控制单元中opa负相输入端的参考电压v
ref1
时，误差放大电压v
ea
与负载电流i
load
呈第二线性关系。
53.图5为本发明一种多相位dc-dc转换器的负载电流与误差放大电压的关系示意图。如图5所示，误差放大电压v
ea
随着负载电流i
load
的增大或减小增大或减小，并且，两者呈线性关系。另外，由于误差放大电压v
ea
与opa负相输入端的参考电压v
ref1
相等时，会出现辅转换器的工作状态切换。例如，辅转换器工作状态从停止切换为工作，或是从工作切换为停止。此时，误差放大电压v
ea
与负载电流i
load
之间的线性比例，即斜率也会发生变化。当误差放大电压v
ea
大于参考电压v
ref1
时，其斜率代表主转换器与辅转换器的总体性能。当误差放大电压v
ea
小于参考电压v
ref1
时，其斜率仅代表主转换器的性能。
54.本发明的有益效果在于，与现有技术相比，本发明中一种多相位dc-dc转换器包括一个控制单元，该控制单元能够在多相位dc-dc转换器切换工作模式的过程中使误差放大电压和转换器输出电压均能够克服过冲，实现平滑变换。
55.本发明申请人结合说明书附图对本发明的实施示例做了详细的说明与描述，但是本领域技术人员应该理解，以上实施示例仅为本发明的优选实施方案，详尽的说明只是为了帮助读者更好地理解本发明精神，而并非对本发明保护范围的限制，相反，任何基于本发明的发明精神所作的任何改进或修饰都应当落在本发明的保护范围之内。