接收装置的制作方法

1.本发明涉及在水中接收声波的技术。


背景技术：

2.在水中（特别是在大海中），电磁波的吸收衰减极大。因此，在无线传输中，一般利用声波作为载波。但是，声波与电磁波相比，传播速度极慢。因此，在海面、海底、海中结构物等反射而到来的延迟波和不反射而到来的直接波之间的延迟时间的可取的宽度（以下称为“延迟扩展”）。）极大。由于具有较大延迟时间的信号的重叠，发生恶劣的波形失真。此外，由于传播速度慢，受海流、波浪等的影响，在直接波和延迟波之间产生的多普勒频率差（以下称为“多普勒扩展”）。）变大。随着直接波和延迟波之间的相位差的变化，波形失真的模式（以下称为“传播路径特性”。）在时间上变动。延迟扩展的大小和多普勒扩展的大小都与传播速度的倒数成比例。因此，关于在水中使用声波时的延迟扩展和多普勒扩展，分别与在空气中使用电磁波时的延迟扩展和多普勒扩展相比，在相同条件下是约20万倍那么大。因此，为了能够使用声波进行信息传输，需要持续补偿高速时变的波形失真。
3.作为解决这种水中声音通信特有的课题的技术，提出了自适应均衡技术，其自适应地计算并应用具有收发装置之间的传播路径特性的逆特性的fir滤波器（例如，非专利文献1）。
4.图5是示出应用了非专利文献1中所示的自适应均衡技术的接收装置90的具体例的图。接收装置10具备受波器901、变换部902、fir（finite impulse response，有限冲激响应）滤波器903、符号估计部904和滤波器系数计算部905。受波器901将水中的声波变换成电信号。变换部902进行由受波器901接收到的信号的采样。fir滤波器903进行经采样的信号的波形操作。符号估计部904基于通过fir滤波器903的信号来进行所发送的符号的估计。滤波器系数计算部905自适应地计算fir滤波器903的抽头系数，以使得通过fir滤波器903的信号和估计的符号之间的误差最小。fir滤波器903具备能够覆盖延迟扩展的长度的抽头长度。即，如果延迟扩展是σ_t秒、fir滤波器903的采样率是f_s赫兹，则抽头数n_tap由以下的式（1）表示。
5.[数式1]此外，关于抽头数n_tap的设计，记载在上述非专利文献1的第33页或第80页中。
[0006]
这样，自适应地优化覆盖比延迟扩展长的时间长度的fir滤波器903。通过这样的优化，能够利用fir滤波器903补偿由于直接波和延迟波的重叠而产生的波形失真。即，能够动态地构成均衡滤波器，该均衡滤波器具有传播路径特性的逆特性。通过这样的处理，实现了恶劣且时变的波形失真的补偿。
[0007]
此外，如非专利文献1所记载的那样，还提出了使用多个受波器901和与其连接的多个fir滤波器903的结构。在该结构中，也与上述结构同样，fir滤波器903的抽头数被设计
为满足式（1）。每个fir滤波器903工作以使得补偿在各收发波器之间产生的波形失真。即，每个fir滤波器903工作以使得构成具有传播路径特性的逆特性的均衡滤波器，并且以得到分集效果为目的而利用多个受波器901。
[0008]
现有技术文献非专利文献非专利文献1：越智 宽，“広帯域音源
を
用
いた
海中
での
高速
ディジタルデータ
伝送
に
関
する
研究”，电信大学博士论文，2009年3月。


技术实现要素：

[0009]
发明要解决的课题为了估计具有传播路径特性的逆特性的滤波器的系数，原理上需要延迟扩展以上的时间。另一方面，传播路径特性在与多普勒扩展的倒数成比例的时间内变化。因此，当多普勒扩展和延迟扩展都很大时，在估计具有传播路径特性的逆特性的滤波器的系数的期间，传播路径特性本身会发生变化。因此，现有技术中难以补偿波形失真。
[0010]
多普勒扩展的大小与所利用的频率、移动速度成比例。因此，在为了高速通信而利用高频带的情况、或者发送机或接收机高速移动的情况下，在现有技术中很难充分地进行波形失真的补偿。因此，陷入了不能进行信息传输的状态。由于这样的理由，以往的水中声音设备的通信速度被限制为几十kbps。因此，难以将使用水中声音设备的通信应用于高速移动环境。
[0011]
考虑到上述情况，本发明的目的在于提供一种能够减轻由延迟扩展所导致的波形失真的影响的技术。
[0012]
用于解决课题的方案本发明的一个方式是一种接收装置，具备：m个受波器，其接收基于在水中传播的声波的信号；m个fir滤波器，其对由所述受波器接收到的信号进行波形操作；合成器，其合成m个所述fir滤波器的输出信号；以及滤波器系数计算部，其将所述m个fir滤波器的抽头系数计算成使得减小由所述合成器合成的输出信号的误差，所述m个fir滤波器的抽头长度比延迟扩展短，所述延迟扩展是所述声波的直接波和延迟波的到达时间的可取的宽度。
[0013]
发明效果利用本发明，能够减轻由延迟扩展所导致的波形失真的影响。
附图说明
[0014]
图1是示出本发明的接收装置10的功能结构的概略的概略框图；图2是示出接收装置10的工作原理的图；图3是示出以往的接收装置和本实施方式中的接收装置的仿真的实施条件的表；图4是示出在图3所示的实施条件下进行的仿真的结果的图形；图5是示出应用了非专利文献1所示的自适应均衡技术的接收装置90的具体例的图。
具体实施方式
[0015]
参照附图来详细说明本发明的接收装置的实施方式。
[0016]
[概要]图1是示出本发明的接收装置10的功能结构的概略的概略框图。在本发明的接收装置10中，设置了多个fir滤波器103，其具有充分短于所设想的延迟扩展σ_t的抽头长度。抽头长度是指将采样的时间间隔和抽头数相乘而得到的值。由于使用这种抽头长度的fir滤波器103，所以各fir滤波器103不能构成波形失真的逆特性的滤波器。然而，在本发明的接收装置10中，能够在空间上去除作为波形失真的基本原因的延迟波。因此，能够减轻由大的延迟扩展所导致的波形失真的影响。下面，说明本发明的接收装置10的细节。
[0017]
[细节]接收装置10具备m个受波器101（101_1～101_m）、m个变换部102（102_1～102_m）、m个fir滤波器103（103_1～103_m）、合成器104、符号估计部105和滤波器系数计算部106。m是2以上的整数。优选的是，受波器101、变换部102和fir滤波器103均设置有相同数量。此外，在以下的说明中，关于m个同名装置所共同的结构，省略“_1”等符号而记载。例如，关于受波器，记载为“受波器101”，而不是“受波器101_1”。
[0018]
受波器101接收在水中传播而来的声波，并将接收到的声波变换为电信号。
[0019]
变换部102进行由受波器101变换的电信号的采样。具体如下。变换部102对由受波器101变换的电信号进行模数变换。然后，变换部102对通过模数变换而得到的数字信号进行频率变换。此外，变换部102中也可以采用其他结构（变形例），各变形例将在后面描述。
[0020]
fir滤波器103对由变换部102采样的信号进行波形操作。fir滤波器103的抽头数被设定成能够确保充分短于所设想的延迟扩展σ_t的抽头长度。即，基于采样的时间间隔和所设想的延迟扩展σ_t来设定fir滤波器103的抽头数。
[0021]
合成器104合成由fir滤波器103进行了波形操作后的m个信号。
[0022]
符号估计部105基于由合成器104合成后的信号，估计在水中传播而来的声波中包括的符号。换言之，估计接收到的声波被发送的时间点所包括的符号。
[0023]
滤波器系数计算部106自适应地计算m个fir滤波器103的抽头系数。抽头系数被自适应地计算成使得合成器104的输出信号所示的符号和由符号估计部105估计的符号之间的误差最小。
[0024]
例如，当将受波器101之间的距离中的最大的距离设为d[m]、将水中的声速设为c[m/s]时，fir滤波器103_1～103_m中的每一个的抽头数ntap由以下的式2表示。此外，如上所述，d是受波器101之间的距离中的最大的距离，因此，如果受波器101之间的距离全部均等，则该均等的距离成为d的值。
[0025]
[数式2]即，抽头数被设计成使得抽头长度充分短于直接波和延迟波之间的延迟时间的可取的宽度（延迟扩展）并且长于受波器101之间的到达时间差。该抽头数也可以对所有m个fir滤波器103是共同的。充分短于延迟扩展（σ_t）既可以是例如延迟扩展的十分之一，也可以是延迟扩展的百分之一。例如，与延迟扩展和d/c的值之间的中间值相比，取接近d/c的值
可以被定义为充分短于延迟扩展。
[0026]
接下来，详细说明抽头数。本实施方式的接收装置10中设置有多个接收序列（受波器101、变换部102和fir滤波器103的组合）。如上所述，各fir滤波器103的抽头长度被设定成充分短于延迟扩展。滤波器系数计算部106针对这种多个接收序列中的fir滤波器103进行自适应优化。fir滤波器103_1～103_m的抽头长度充分短于延迟扩展，因此不能构成波形失真的逆特性的滤波器。另一方面，在本实施方式的接收装置10中，应用了在空间上去除作为波形失真的根本原因的延迟波的、与以往完全不同的波形均衡方法。
[0027]
进一步详细说明。图2是示出接收装置10的工作原理的图。在图2的例子中，为了帮助直观理解，假设发送信号为脉冲信号，受波器101的数量为两个（101_a和101_b），延迟波的数量为一个。此外，为了方便，说明了进一步将fir滤波器103_c连接到合成器104的后级的结构。该结构仅将fir滤波器103_1～103_m分别分离为两个fir滤波器103a和103b，并配置在合成器104的后级。即，图2所示的结构能够进行与接收装置10等效的工作。
[0028]
如图2所示，首先，在前级的fir滤波器103_a和fir滤波器103_b中，作为波形操作，进行时间偏移和反相，使得两个延迟波变为相同时刻相反相位。通过这种波形操作，在合成后的信号中，延迟波的分量消失。其结果是，只留下由两个受波器101_a和101_b接收到的直接波彼此的重叠所导致的波形失真。然后，由后级的fir滤波器101_c补偿由于直接波彼此的重叠所导致的波形失真。通过以上处理，完成波形均衡。
[0029]
受波器101之间的直接波彼此的到达时间差和延迟波彼此的到达时间差至多由收发波之间的距离决定，远远短于直接波与延迟波的时间差（延迟扩展）。因此，使用图2说明的波形操作能够通过极短的抽头长度的fir滤波器103来实现。此外，只要直接波和延迟波的到达方向不变化，则受波器101之间的直接波彼此的到达时间差和相位差、以及延迟波彼此的到达时间差和相位差是一定的。因此，与直接波和延迟波的时间差及相位差相比，是稳定的。因此，与以往的接收装置不同，即使是大的多普勒扩展的传播路径，也能够实现极其稳定的波形均衡，所述以往的接收装置估计由直接波和延迟波的时间差及相位差决定的传播路径的逆特性。
[0030]
此外，滤波器系数计算部106中不需要明确地应用用于进行使用图2说明的工作的新结构，只要安装以往存在的作为滤波器系数计算部的功能就足够了。即，通过将fir滤波器103的抽头长度有意地设定成充分短于延迟扩展并且长于受波器101之间的到达时间差，结果构成了进行使用图2说明的工作的fir滤波器103。这是因为，这种结构理论上能够实现使用图2说明的工作，并且通过执行其而输出的信号的误差最小。
[0031]
如图2中也说明的那样，在合成器104的后级进一步连接fir滤波器103_c的结构中，理论上也能够进行与图1的结构同等的工作。因此，既可以是图1那样的结构，也可以是图2那样的结构。但是，在如图2所示的fir滤波器103的级联结构中，误差特性曲面变成四阶函数，因此，成为具有局部最小解的结构。因此，有可能通过lms、rls等自适应算法收敛到错误的滤波器系数。这在以下参考文献中也公开了。
[0032]
参考文献：林和则，原晋介，
“アダプティブアレーと
判定帰還型等化器
のカスケード
接続
による
時空間等化法”，电子信息通信学会论文志b，vol.j85-b，no.6，pp.900-909。
[0033]
出于这样的原因，在实用中，优选的是，在后级不级联连接fir滤波器103的图1那样的结构。在图1的结构的情况下，各fir滤波器103具有图2中的前级的fir滤波器103（103_
a或103_b）和后级的fir滤波器103（103_c）的功能。
[0034]
此外，本实施方式的接收装置10具有去除比受波器101的个数m小1的数量的延迟波的能力。因此，优选的是，作为受波器101和fir滤波器103的个数（接收序列的个数）的自然数“m”为比预定到达受波器101的延迟波（作为去除对象而成为处理的对象的延迟波）的数量大的正整数。
[0035]
图3是示出以往的接收装置和本实施方式中的接收装置10的仿真的实施条件的表。图4是示出在图3所示的实施条件下进行的仿真的结果的图形。具体而言，图4示出相对于移动速度的符号判定后的误比特率，作为仿真的结果。如从图4显而易见的，在400kbps（200kbaud，qpsk）的高速通信中，以往的接收装置从移动速度超过0.001m/s时起，就变得来不及更新滤波器，开始误比特率的劣化。因此，可知，也不能追随波浪、潮流等的微小的传播路径的变化，在实用上，即使在固定环境中，也是通信困难的。另一方面，本实施方式的接收装置10即使在超过10m/s那样的超高速移动环境中，也能够保持误比特率0.1%以下。此外，在移动速度极低速的情况下，在仿真结果中，以往的接收装置的误比特率特性更好。其理由是因为，以往的接收装置只要追上滤波器的更新，就能够进行通过传播路径的逆特性的滤波器进行补偿的理想的波形均衡。
[0036]
如上所述，本实施方式的接收装置10在与多个受波器101连接的fir滤波器103中，应用了充分短于延迟扩展的抽头长度。然后，采用了自适应地优化这样的fir滤波器103的滤波器系数的结构。通过这样的结构，可能在空间上去除作为波形失真的根本原因的延迟波。并且，由于在空间上去除了延迟波，因此能够进行水中的高速移动环境下的高速通信。
[0037]
[变形例]在本实施方式中，变换部102也可以构成为仅进行模数变换。变换部102也可以构成为对模拟信号进行频率变换，然后进行模数变换。
[0038]
m个受波器101的物理间隔既可以全部均等，也可以分别不同。
[0039]
此外，也可以构成为在后级连接反馈滤波器，所述反馈滤波器去除非专利文献1所记载的fir滤波器（前馈滤波器）的残留误差。
[0040]
此外，接收装置10的符号估计部105和滤波器系数计算部106分别使用cpu等处理器、存储器来构成。符号估计部105和滤波器系数计算部106通过处理器读出并执行存储在存储装置中的程序来工作。程序可以记录在计算机可读记录介质中。计算机可读记录介质例如是指软盘、磁光盘、rom、cd-rom等可移动介质、内置于计算机系统中的硬盘等存储装置等非暂时性存储介质。程序可以经由电信线路发送。符号估计部105及滤波器系数计算部106的工作的一部分或全部也可以使用硬件来实现，所述硬件包括使用例如lsi、asic、pld或fpga等的电子电路。
[0041]
以上，参照附图详述了本发明的实施方式，但是，具体结构不限于该实施方式，还包括不脱离本发明的主旨的范围内的设计等。
[0042]
产业上的可利用性本发明能够应用于使用水中的声波的通信。
[0043]
附图标记的说明10
…
接收装置、101
…
受波器、102
…
变换部、103
…
fir滤波器、104
…
合成器、105
…
符号估计部、106
…
滤波器系数计算部。