一种射频接收机的线性化校正方法及装置

1.本发明涉及一种线性化校正方法及装置，尤其涉及一种射频接收机的线性化校正方法及装置。


背景技术：

2.通信电路通常存在交调失真和互调失真。
3.非线性dut(例如lna、pa、塔放)，当输入多个频率的信号时，各个频谱分量之间会产生互相作用，产生新的频谱分量(频谱再生)；当输入信号足够小放大器工作在线性区，交调失真不会恶化，保持在一个比较均衡的水平；随着输入到dut的功率的增大，放大器逐渐进入压缩区，交调失真将发生快速恶化。
4.两种或多种不同频率的信号通过放大器或扬声器后产生新的频率分量，这种失真通常都是由电路中的有源器件(如晶体管、电子管)产生的。失真的大小与输出功率有关，由于新产生的这些频率分量与原信号没有相似性，因此较少的互调失真也很容易被人耳觉察到。
5.互调失真(intermodulation distortion)系指由放大器所引入的一种输入信号的和及差的失真。例如，在给放大器输入混合信号后，便会产生互调失真成分。
6.互调失真是指由于讯号互相调制所引起的失真，调制一词本来是指一种在通讯技术中，用以提高讯号传送效率的技术。由于含有声音、图像，文字等的原始讯号“加进”高频讯号里面，然后同时将这个合成讯号发送出去。这种将高低频相“加”的过程和方式称为调制技术，所合成的讯号称为调制讯号。调制讯号除保留高频讯号的主要特征外，还包含有低频讯号的所有信息。
7.射频接收机的线性化技术研究一直是被持续关注的技术焦点，随着无线频率的协议的拥挤密集，可用频谱中的干扰越来越多，对单片集成的无线接收机前端的线性性能挑战也越来越严峻。在sub-6ghz频段内，主流接收机架构包括lna mixer tia结构和混频器前置结构。两种结构各有性能上的利弊。然而于小信号线性度而言，两个结构都有相当的改进空间。从原理上看，电路中的每个模块在做线性的放大处理时候，都或多或少的贡献非线性分量。于是，两种接收机中电路单元的线性化技术变得越发的重要，如果想取得系统级的高线性能力。
8.回顾起来，对混频器电路的线性化技术有代表性的为文献【w.cheng,a.j.annema,g.j.m.wienk,and b.nauta,“a flicker noise/im3 cancellation technique for active mixer using negative impedance,”ieee j.solid-state circuits,vol.48,no.10,pp.2390
–
2402,oct.2013,doi:10.1109/jssc.2013.2272339.】。在该报告中，如图2所示，混频器开关的源节点采用了负阻拓扑结构，可以抵消混频器中产生的固有im3分量。实测达到了11.8dbm的iip3结果。该方法除抑制三阶非线性外，还显著改善了电流换向混频器的闪变噪声。
9.另一方面，针对低噪声放大器电路，常见的线性化技术有导数叠加，后畸变技术
等。比如文献【b.guo,g.wen,and s.an,“6.8mw 15dbm iip3 cmos common-gate lna employing post-linearisationtechnique,”electron.lett.,vol.50,no.3,pp.149
–
151,2014.】提出了一种后畸变技术来改进iip3，取得了优于8db的点频改进效果，如图3所示。其后，为了提高宽带的线性化效果，数字辅助技术被引入，来调节失真分量随着输入信号的频率的变化，以平衡最后的线性输出结果信号【代表性文献有，b.guo,j.chen,h.chen,and x.wang,“a 0.1
–
1.4ghz inductorless low-noise amplifier with 13dbm iip3 and 24dbm iip2 in 180nm cmos,”mod.phys.lett.b,vol.32,no.02,p.1850009,2018，如图4所示】。其后，文献【h.yu,y.chen,c.c.boon,p.-i.mak,and r.p.martins,“a 0.096-mm$^{2}～1$
–
20-ghz triple-path noise-canceling common-gate common-source lna with dual complementary pmos
–
nmos configuration,”ieee trans.microw.theory tech.,vol.68,no.1,pp.144
–
159,jan.2020,doi:10.1109/tmtt.2019.2949796.】借助先进的工艺线，对相同电路，设计了超宽带的性能效果。但是注意到，其ip3线性度在带宽内呈现急剧的波动，无法线性放大所有通带内的信号。
10.以lna mixer tia接收系统的设计来看，lna模块贡献的主要是三阶失真分量(以下简称ip3)；二阶失真分量(以下简称ip2)则主要来源于混频器的随机失配；基带tia则同时影响二阶、三阶失真分量，需要足够的反馈深度，以保证无源反馈网络的线性处理能力；综合来说，基于传统孤立的模块线性化电路技术，我们很难保证电路级联起来，整体上呈现高线性特征，因为一些复杂的非线性行为可能会使的电路模块之间产生不期望的线性度退化行为(如二阶互作用机制，高频下电容记忆特性导致的交叉调制)。
11.于是，可以总结得到这样的技术态势：以往的线性化技术更多的是在电路模块单元做创新改进。都无法保证电路经过系统集成后，整体的线性性能。电路的线性化多呈现出点频或窄带的特点，无法胜任今天的宽带通信需求。此外，对于当前的直接变频接收机而言，ip2和ip3都是要加以考虑的线性度指标。而以往的技术更多体现在对ip3的设计优化上面。这些局限性都亟待新的解决方案提出。


技术实现要素：

12.针对背景技术中存在的问题，本发明提供一种射频接收机的线性化校正方法及装置，目的在于抑制信号中的失真，提升线性基频项，实现更高的信噪比和通信效果。
13.本发明解决上述技术问题提供以下技术方案：
14.一种射频接收机的线性化校正方法，包括以下步骤：
15.步骤一：输入双音信号frf1和frf2，设置双音信号幅值校正范围为prf[1、2、3
…
n]，设置双音信号相位校正范围为δf[1、2、3
…
m]；其中δf＝f1-f2，且起始参数为[prfi,δfj]；
[0016]
步骤二：断开校正支路开关sw1～3，仅测量主路径工作时输出端的基频幅值p1st和三阶交调失真幅度p3rd；并计算得出ip3的初值结果；
[0017]
步骤三：闭合校正支路开关sw1～3，辅助路径得以接入，此时通过控制开关k5-9、电阻r8-11和电阻r13-15，进行线性前馈支路的幅度调节；通过控制可变电阻r18和可变电容c9，进行相位调节的校正试探；
[0018]
在校正支路使能的情况下，重新测量接收机末级输出端的幅值p1st和p3rd，并得
到ip3校正后结果；
[0019]
步骤四：结合前面未加校正时候的ip3初值结果，对比ip3校正后结果，得到ip3前后校正提升的效果δip3；
[0020]
重复步骤三，直至校正效果达到期望值；并记录下在[prfi,δfj]输入时，得到的校正元胞信息为[a
ij
,φ
ij
]；
[0021]
步骤五：进行不同信号功率prfi,信号间距δfj的新一轮的校正调节，直到所有的输入功率、基带带宽范围都得以覆盖，则校正流程结束；
[0022]
得到的存储数值矩阵为[a
ij
]
m,n
和该校正数据存放于接收机后端dsp的查找表中供调用。
[0023]
作为优选，所述校正支路包括用于校正三阶交调失真的交调失真校正支路和用于校正二阶互调失真的互调失真校正支路；
[0024]
所述交调失真校正支路包括：二阶互调分量发生器、幅度调节器、相位调节器、放大器a2和基带乘法器；
[0025]
所述互调失真校正支路包括：二阶互调分量发生器、幅度调节器、相位调节器。
[0026]
作为优选，用于实现一种射频接收机的线性化校正方法的装置，包括用于接收并放大信号的主路径和用于校正信号的交调失真校正支路；
[0027]
主路径包括依次耦合的输入端、射频接收机、有源合路器和输出端；
[0028]
交调失真校正支路包括依次耦合的二阶互调分量发生器、幅度调节器、相位调节器、放大器a2和基带乘法器；
[0029]
所述输入端包括端口vin 和vin-；所述输出端包括端口vout 和vout-；
[0030]
所述射频接收机第一输入端耦合于端口vin ，射频接收机第二输入端耦合于端口vin-；
[0031]
所述有源合路器第一输入端耦合于射频接收机第一输出端vout1，有源合路器第二输入端耦合于射频接收机第二输出端vout2；所述有源合路器第一输出端构成端口vout ，有源合路器第二输出端构成端口vout-；
[0032]
所述二阶互调分量发生器第一输入端通过开关k1耦合端口vin ；二阶互调分量发生器第二输入端通过开关k2耦合端口vin-；
[0033]
所述二阶互调分量发生器第一输出端耦合于幅度调节器第一输入端，二阶互调分量发生器第二输出端耦合于幅度调节器第二输入端；
[0034]
所述幅度调节器第一输出端耦合于相位调节器第一输入端，所述幅度调节器第二输出端耦合于相位调节器第二输入端；
[0035]
所述相位调节器第一输出端耦合于基带乘法器第一输入端，相位调节器第二输出端耦合于基带乘法器第二输入端；
[0036]
所述放大器a2正向输入端vin1耦合于射频接收机第一输出端vout1，放大器a2反向输入端vin2耦合于射频接收机第二输出端vout2，放大器a2正相输出端vout3耦合于基带乘法器第三输入端，放大器a2反相输出端vout4耦合于基带乘法器第四输入端；
[0037]
所述基带乘法器第一输出端通过开关k3与有源合路器第三输入端耦合，基带乘法器第二输出端通过开关k4与有源合路器第四输入端耦合；
[0038]
输入差分射频信号由端口vin 和vin-输入，分别经过主路径和校正支路的放大处理，在vout 和vout-端口得到差分线性基带信号输出；
[0039]
输入差分射频信号，在校正支路中，由二阶互调分量发生器将输入射频信号转化为二阶互调产物，并通过幅度调节器进行幅度的调理，以及通过相位调节器进行相位的调理，调理过后的信号与通过放大器a2的主路径射频接收机输出的差分线性基带信号做乘法运算，再与射频接收机输出的差分线性基带信号经过有源合路器的叠加得到输出信号，经过有源合路器后三阶失真分量抵消，最终使得输出信号仅包含线性基频项。
[0040]
作为优选，所述有源合路器包括电阻r23、电阻r24、电阻r25、电阻r26、电阻r27、电阻r28、放大器a1；
[0041]
所述电阻r23一端与放大器a1正向输入端vin3连接，另一端构成有源合路器第一输入端，所述电阻r25一端与放大器a1负向输入端vin4连接，另一端构成有源合路器第二输入端；
[0042]
所述电阻r26一端与放大器a1负向输入端vin4连接，另一端构成有源合路器第三输入端，所述电阻r24一端与放大器a1正向输入端vin3连接，另一端构成有源合路器第四输入端；
[0043]
所述电阻r27一端与放大器a1正向输入端vin3连接，另一端与放大器a1负向输出端vout5连接，所述电阻r28一端与放大器a1负向输入端vin4连接，另一端与放大器a1正向输出端vout6连接；
[0044]
放大器a1负向输出端vout5构成有源合路器第一输出端，放大器a1正向输出端vout6构成有源合路器第二输出端。
[0045]
作为优选，所述二阶互调分量发生器包括：nmos管m1、nmos管m2、nmos管m3、nmos管m4、电容c1、电容c2、电容c3、电容c4、电容c5、电容c6、电阻r1、电阻r2、电阻r3、电阻r4、电阻r5和电阻r6；
[0046]
二阶互调分量发生器的第一输入端通过电容c1与二阶互调分量发生器的nmos管m3的栅端和电阻r1的一端连接，二阶互调分量发生器的第二输入端通过电容c2与二阶互调分量发生器的nmos管m2的栅端和电阻r2的一端连接；
[0047]
nmos管m1的源端与nmos管m2的漏端和nmos管m3的漏端连接，nmos管m1的漏端通过电容c5与nmos管m4的栅端连接，且nmos管m1的漏端通过并联的电阻r3和电容c3并与电源电压vdd连接，nmos管的栅端与偏置电压vb2连接，nmos管m2的源端和nmos管m3的源端接地；
[0048]
nmos管m4的漏端通过并联的电阻r5和电容c4并与电源电压vdd连接，且nmos管m4的漏端通过电容c7构成二阶互调分量发生器第一输出端；nmos管m4的源端通过并联的电阻r6和电容c6并接地，且nmos管m4的源端构成二阶互调分量发生器第二输出端；nmos管m4的栅端与电容c5的一端和电阻r4的一端连接，电阻r4的另一端与偏置电压vb3连接；
[0049]
电阻r1和电阻r2的另一端与偏置电压vb1连接。
[0050]
作为优选，所述幅度调节器包括：nmos管m5、nmos管m6、nmos管m13、nmos管m14、电阻r8、电阻r9、电阻r10、电阻r11、电阻r12、电阻r13、电阻r14、电阻r15、电阻r9a、电阻r11a、电容c8、开关k5、开关k6、开关k7、开关k8、开关k9；
[0051]
幅度调节器的第一输入端nmos管m5的栅端连接，幅度调节器的第二输入端通过电容c8与nmos管m6的栅端连接；
[0052]
nmos管m5的栅端与电容c7的一端和电阻r7的一端连接，电阻r7的另一端与偏置电压vb4连接；
[0053]
nmos管m5的漏端依次通过电阻r9a、电阻r9和电阻r8与电源电压vdd连接，nmos管m5的源端与nmos管m13的漏端连接，nmos管m13的源端接地；
[0054]
串联的开关k7和电阻r13，与串联的开关k8和电阻r14，以及串联的开关k9和电阻r15并联；
[0055]
nmos管m13的漏端与开关k7、开关k8和开关k9的一端连接，nmos管m14的漏端与电阻r13、电阻r14和电阻r15的一端连接，nmos管m14的源端接地，nmos管m6的源端与nmos管m14的漏端连接，nmos管m13的栅端和nmos管m14的栅端与偏置电压vb0连接；
[0056]
nmos管m6的栅端与电容c8的一端和电阻r12的一端连接，电阻r12的另一端与偏置电压vb5连接；
[0057]
nmos管m6的漏端依次通过电阻r11a、电阻r11和电阻r10与电源电压vbb连接，开关k5的一端与电阻r8和电阻r9的一端连接，开关k5的另一端与电阻r10和电阻r11的一端连接；
[0058]
开关k6的一端与电阻r9和电阻r9a的一端连接，开关k6的另一端与电阻r11和电阻r11a的一端连接；
[0059]
电阻r11和电阻r11a的一端构成幅度调节器第一输出端，电阻r9和电阻r9a的一端构成幅度调节器第二输出端。
[0060]
作为优选，所述相位调节器包括：电阻r16、电阻r17、电阻r18、电容c9；
[0061]
串联的电阻r16和电阻r17，与串联的电阻r18和电容c9并联；
[0062]
电阻r16和电阻r18的一端构成相位调节器第一输入端，电阻r17和电容c9的一端构成相位调节器第二输入端；
[0063]
电阻r18和电容c9的一端通过电容c11与电阻r20的一端连接后，构成相位调节器第一输出端；
[0064]
电阻r16和电阻r17的一端通过电容c10与电阻r19的一端连接后，构成相位调节器第二输出端；
[0065]
电阻r19的另一端和电阻r20的另一端与偏置电压vb6连接。
[0066]
作为优选，所述基带乘法器包括：nmos管m7、nmos管m8、nmos管m9、nmos管m10、nmos管m11、nmos管m12、nmos管m15、nmos管m16、电阻r19、电阻r20、电阻r21、电阻r22；
[0067]
nmos管m9的栅端和nmos管m10的栅端连接后构成基带乘法器第一输入端；
[0068]
nmos管m8的栅端和nmos管m11的栅端连接后构成基带乘法器第二输入端；
[0069]
nmos管m9的漏端与nmos管m11的漏端连接通过电阻r22与电源电压vbb连接，nmos管m8的漏端与nmos管m10的漏端连接通过电阻r21与电源电压vbb连接，nmos管m7的漏端与电源电压vbb连接；
[0070]
nmos管m9的漏端与nmos管m11的漏端连接后构成基带乘法器第一输出端；
[0071]
nmos管m8的漏端与nmos管m10的漏端连接后构成基带乘法器第二输出端；
[0072]
nmos管m7的栅端与放大器a2的正相输出端vout3连接，nmos管m12的漏端与电源电压vbb连接，nmos管m12的栅端与放大器a2的反相输出端vout4连接；
[0073]
nmos管m7的源端、nmos管m8的源端和nmos管m9的源端与nmos管m15的漏端连接；
[0074]
nmos管m10的源端、nmos管m11的源端和nmos管m12的源端与nmos管m16的漏端连接；
[0075]
nmos管m15的源端接地，nmos管m16的源端接地，nmos管m15的栅端和nmos管m16的栅端与偏置电压vb0连接。
[0076]
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：
[0077]
1、本发明使用了一个额外的并行校正支路来抵消主路径上的非线性，本发明提出的电路涵盖了主路径和校正支路，主路径包含了射频接收机、有源合路器；校正支路包含二阶互调分量发生器、幅度调节器、相位调节器，基带乘法器。它采用了一个额外的并行校正支路来抵消主路径上的非线性。在校正支路上生成与主路径幅值相同且符号相反的非线性分量。通过末级合路器的线性叠加，从而消去接收路径的非线性信号分量，在输出处得到线性信号。
[0078]
2、本设计使用灵活，因为校正支路工作频率为基带，消耗的功率也不高，并且不像射频电路那样对寄生效应敏感。
[0079]
3、区别于以往的模块单元线性化技术，本发明对整个接收机前端做线性化校正。本发明不依赖于射频接收机内部的拓扑结构，以及射频频率覆盖范围，具有宽广的适用性。
[0080]
4、不同于传统的ip3优化技术，本发明可以实现ip2和ip3的同时优化，适应当前直接变频接收机的应用需求。
[0081]
5、区别于传统电路的线性化窄带特点，本发明借助于数字控制技术，可以将校正支路优化调整在合适的状态，来获得宽频带范围内的线性化效果。更能胜任今天的宽带通信需求。
附图说明
[0082]
图1是本发明提出的线性化校正具体技术步骤图。
[0083]
图2是基于负阻技术的混频器线性化结构。
[0084]
图3是基于后畸变技术的低噪声放大器线性化结构。
[0085]
图4是基于数值辅助技术的宽带低噪声放大器线性化结构。
[0086]
图5本发明提出的线性化校正具体电路实现结构图。
[0087]
图6是本发明提出的线性化校正原理框图。
[0088]
图7是相位补偿网络结构图和传递幅相特性图。
[0089]
图8是使用校正支路前后接收机噪声系数的变化对比图。
[0090]
图9是使用校正支路前后接收机线性度ip3的变化对比图。
[0091]
图10是使用校正支路前后接收机线性度ip2的变化对比图。
具体实施方式
[0092]
为了使本发明实现的技术手段、特征与功效更容易被理解下面结合具体实施例和本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述。
[0093]
结合图1-图10所示，为让本领域的技术人员更好地理解本发明的原理，本发明提出的射频接收机线性化电路工作原理阐述如下：
[0094]
图6给出了线性化校正技术方案的简化方框图。可以看出，线性化方案是添加一个
与原始接收机并行的辅助路径来实现。沿着信号传输的主路径，为接收机的主通道。具体地，对于双音射频输入信号，frf1(即，flo f1)和frf2(即，flo f2)，由于通道的非线性因素，在接收机的输出一侧会有大量非线性频谱的产生。如图所示，可以看到落在带内的频谱有三阶交调失真分量，和二阶互调失真分量。落在带外的二阶互调失真分量f1 f2通常由混频器后级的基带电路贡献所致；2flo f1 f2失真分量又由射频低噪声放大器贡献。不考虑带外失真分量的影响，我们需要对带内的二阶三阶失真分量做补偿消除，以提高接收机的线性度。
[0095]
注意到在辅助路径中，对于双音射频输入信号，frf1和frf2。通过二阶互调分量互调产生电路我们可以获得互调分量f1-f2和2flo f1-f2。由于基带信道的低通滤波特性，和频项2flo f1-f2得以有效抑制而忽略。差频项f1-f2经过后级的幅度、相位调整与乘法器单元电路做乘法运算，乘法器的另一组输入信号来自接收机的基频项f1、f2。结果的，乘法器输出端我们可以得到图5所示的输出频谱。原理上，此fim3,l fim3,h分量和接收机输出的fim3,l fim3,h分量相位反向，幅度相等，从而经过末级合路器(使用运算放大器)的输出，fim3,l fim3,h分量被消除掉。也注意到，乘法器的输出频率还有副产物f1、f2，所以可以预见辅助路径的添加还可以适当增加电路的增益。放大器a2的功能在于做幅度的调整，使得主路径基带信号以恒定的幅度来参与乘法器运算，避免造成额外的非线性产物。
[0096]
类似于三阶交调的非线性补偿原理，二阶互调的非线性补偿也可以相应实现。再次观察辅助路径，不同于三阶交调的补偿通道，二阶互调不再需要乘法器的参与，仅通过幅度相位的调整，既可以对二阶互调分量调整控制，从而通过末级合路器的叠加，消除主路径的带内互调分量f1-f2。
[0097]
以下以ip3校正为例子，图1展示了校正电路工作的基本步骤流程，类似地，ip2校正也可以参考得到，不再赘述。
[0098]
首先输入双音信号frf1和frf2，并且设置其幅值校正范围prf[1
…
n]和双音间距范围为δf(f1-f2)[1
…
m]。且起始参数为[prfi,δfj]。
[0099]
断开校正支路开关sw1～3，仅测量主路径工作时输出端的基频幅值p1st，和三阶交调失真幅度p3rd，
[0100]
关闭校正支路开关sw1～3，进行线性前馈支路的幅度、相位调节校正，
[0101]
再次测量接收机末级输出端的幅值p1st和p3rd，
[0102]
结合前面未加校正时候的结果，比对ip3前后校正提升的效果。若比对结果达不到预期，则继续进行线性前馈支路调节直至校正效果达到期望值。并记录下在[prfi,δfj]输入时，得到的校正元胞信息为[a
ij
,φ
ij
]，包含了幅度、相位电路控制映射关系：a01&φ01，a02&φ02,a2单元中的电阻、电容调谐控制。
[0103]
进行不同信号功率prfi,信号间距δfj的新一轮的校正调节，直到所有的范围都得以覆盖。则校正流程结束，得到的存储数值矩阵为[a
ij
]
m,n
，
[0104]
如图6所示，校正数值矩阵[a
ij
]
m,n
，以查找表的形式存放于接收机的dsp中供调用。在某个小区具体位置处的接收机的实际接收过程中，当基站为终端分配导频信息时，终端同时获得了基站发出信号到自己天线口的输入功率电平prfi信息，结合分配的信道情况，确定实际的本振频率和基带带宽δfj。其后，终端dsp通过读取查收表中的校正
数据a
ij
和φ
ij
，对应于特定的输入功率prfi，和频率间距δfj，从而映射为实际的幅度、相位电路控制信息：图6中的模块电路a01和φ01，以及模块电路a02和φ02,a2单元中的电阻、电容调谐控制。这样，受控的辅助路径可以在主路径接收通信数据的时候实时地补偿消除失真分量，保证高动态范围的通信接收质量。
[0105]
从以上的技术步骤可以看到，本发明将主路径的接收机视作一个黑盒子，不关心接收机内部电路之间的非线性关系，而只是定量获取其输出的分线性成分，并借助辅助路径加以消除。因此本发明可以不依赖于射频接收机内部的拓扑结构，以及射频频率覆盖范围，具有宽广的适用性。以上的操作实践中，根据实际获取的接收机非线性特性，校正参数可以对应的简化，或细化。比如，对于亚6ghz接收机，其基带频率典型值在20mhz以内，这样的情景下，非线性行为对于频率间距δf的变化没有那么敏感，于是δf(f1-f2)[1
…
m]的样本点数可以显著减少。而幅值校正范围prf[1
…
n]的取值也有讲究，在小信号范围内，p3rd的增长颇为线性，可以减少取样点，在prf》-30dbm后，非线性变化复杂，高阶产物p5rd也会叠加进来，此时可以增加prf在此功率电平附近的采样点范围，以获得好的整体校正效果。
[0106]
再次参考图5，二阶互调分量生成电路使用晶体管对m23产生。对于如是结构，差分信号输入后，奇次项包含基频被抵消，偶次项被保留，由于负载处r3c3的低通滤波效果，使得偶此项中的f1-f2被保留并传递到后级处理，其它的高阶偶此项被滤除。
[0107]
由于主路径和辅助路径非线性的复杂性，和信号传递的延时差异，使得补偿路径得到的fim3,l fim3,h分量和主路径接收机输出的fim3,l fim3,h分量相位很难做到精确180反向，幅度匹配，势必退化本方法的效果。所以需要引入幅度，相位调整单元。
[0108]
图5示的幅度调节电路为差分结构放大器，在负载处，和源极处都设计了开关阵列来调节放大器的增益幅度。增益表达式可以简写为
[0109]gm56r8～11,16～17
/(1 g
m56r13～15
)；
[0110]
其中gm56为晶体管m56的跨导，r8-11,16-17为负载等效电阻r13-15为源极等效退化电阻。k5-k9采用工作在三级管区的mos管实现，通过栅极偏压的调谐，可以实现mos管等效电阻的大小控制。结合r8-11 r13-15的开关阵列段位控制方式，可以获得增益的宽范围控制调谐。
[0111]
这里，通过对图7所示的无源移相网络，r16-18c9络的调控，可以获得我们需要的φ
ij
偏移量(通常小于90度)。对于不同的prfi,δfj,只需要调谐r18c9便可以得到在ω
ij
位置处所需要的φ
ij
偏移量。该网络幅度恒定，在相位调节过程中，不会影响幅度。使得我们可以实现幅度，相位两个参数的独立调谐。
[0112]
图5示所述的乘法器，基于有源混频器结构但是又作了修改。主路径接收机信号通过m7/m12以源随器的方式接入一路信号，m8-11晶体管对的栅极接入另外一路辅助路径信号。这里，m8-11晶体管对工作在小信号放大的状态，不做电流的周期切换。好处在于不需要辅助路径信号的高强度，减少前级电路的功耗需求；更为重要的是，乘法器的小信号运算，降低了传统结构中电流硬切换产生的非线性行为，有力保证了辅助路径的抵消效果。
[0113]
末级合路器为多输入运放结构，需要运放单元提供足够的增益带宽积，以保证合路器在接收机带宽内做线性的叠加求和运算。图5中的模拟开关k1-6实现方式采用工作在三极管区的mos实现，栅极高低电平的控制实现了开关的切换。可变增益放大器a2的结构类似于幅度调整的差分对结构，这里不再单独给出图示。辅助路径通道的校正特性虽然不依
赖于射频接收机的结构特点，以及射频频率范围。但是，需要指出的是，基带频率范围构成了本发明的一个使用限制。换言之，辅助路径的电路均工作在基带频率，其必然有一个增益和带宽的折中限制。在匹配射频接收机基带带宽的前提下，辅助路径的功耗和增益要做优化设计。另外，对于图6所示的辅助路径中另一条用于校正ip2的支路结构，其所使用的幅度调节器，相位调节器结构同图5中所示结构。但是因为主路径中的二阶失真分量和三阶失真分量通常幅度、相位信息差别明显，使得在辅助路径中需要设计额外的幅度、相位调节支路来补偿二阶失真。
[0114]
本实施例对一种射频接收机的线性化校正电路，采用65nm标准cmos工艺设计实现，采用1.2/1.8v的双电压供电。其中待校正的射频接收机采用lna mixer tia电流模式结构，其基带带宽为20mhz，射频带宽为0.5-4ghz。除去射频接收机，剩下的图5中其它电路功率功耗为18.6mw。模拟得到的电学性能如下，在0.5-4ghz本振频率下的噪声系数结果如图8所示，可见，辅助路径的引入对于噪声系数的恶化可以大体控制在0.3db的平均水平以内。图9则给出了电路在0.5-4ghz频率下的ip3输出结果，此时，输入信号功率prf＝-30dbm,这里中频频率在10mhz处，且双音频率间距δf选择为2mhz，可以看到使用辅助路径后，在整个宽频带范围内，ip3得到了显著的提升，大约有13.5db的改善提高。同样的在整个宽频带范围内，ip2改善效果展现在图10中，ip2获得了接近20db的改进。此外，通过在基带带宽内调整δf，并执行图示中的辅助通路的校正步骤，可以获得ip3随着δf变化的高鲁棒性结果，另一方面增加输入信号功率prf到-15dbm,也可以相应获得类似的线性度校正提升性能，这里不再给出单独的图形展示。整体上，本发明给出了一种射频接收机电路的线性化校正技术。具有适用性好，使用灵活的特点，可广泛应用于5g无线通信的设备中。
[0115]
对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。