微网逆变器H

微网逆变器h
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状态反馈无差拍重复控制
技术领域
1.本发明通过建立重复控制器的状态空间，引入状态反馈，结合h
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控制理论，将系统稳定性问题转化为求解一组线性矩阵不等式(linear matrix inequality，lmi)约束的凸优化问题，实现高稳态控制精度和增强抗谐波干扰；其次，引入无差拍控制技术，提高系统瞬态响应速度，快速补偿由于负载变化引起的输出电压变化。


背景技术：

2.至今，全球能源消费的主要部分还是以煤炭、石油为主的化石燃料，但其总存储量有限且会造成严重的环境污染，破坏自然生态，合理有效地利用开发清洁能源已经成为能源发展和研究的方向，分布式发电也得到越来越多的关注。
3.分布式发电多采用新能源和新型发电技术，具有安装地灵活、分散、污染少等特点，与集中式发电相比更为稳定可靠，作为大电网的补充有其重要意义；但其本身也存在一定问题：分布式发电单元单机接入成本高、不便于控制等；为协调分布式发电与大电网之间的矛盾，微电网的概念被提了出来；微电网将发电单元、负荷、储能装置等相结合，形成一个独立的供电系统。微电网中的大部分负载是非线性的，当微电网作为孤岛运行时，逆变器的输出电压与公共耦合点(pcc)的电压一起总是会因负载谐波电流而变形，不仅降低电压质量，也会影响到逆变器的安全稳定运行。此外，微电网的各分布式电源以逆变器为接口，常采用下垂控制来实现各逆变器之间的并联组网运行。但是，由于实际情况中的元器件参数和馈线阻抗不匹配等因素，使得逆变器交流测电压特性存在差异，功率的均分精度也会大受影响。因此，设计可改善pcc点电压总谐波畸变率的控制策略具有重要意义。


技术实现要素：

4.为了解决受非线性负载所产生的谐波电流影响，导致公共并网点电压发生畸变，本发明提出一种h
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状态反馈无差拍重复控制策略。针对传统重复控制不足以处理由负载变化引起的时变不确定性、求解过程复杂和条件难以验证等缺陷，本文设计了一个改进型重复控制系统，优化了重复控制器的设计，构建状态空间表达式，引入h
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状态反馈控制，根据李雅普诺夫泛函将重复控制器的设计转化为一组线性矩阵不等式(lmi)约束的凸优化问题。由于重复控制固有的延时特性，为提高系统瞬态性能，获得较好的抗扰动特性，提出一种新构思的拓扑结构，引入无差拍控制技术，在系统启动或大负载阶跃变化期间提供快速动态响应，进一步和下垂控制有机结合，提出一种复合型微电网逆变器控制策略。
5.本发明解决上述技术问题的技术方案是：
6.对逆变器进行状态空间建模，进一步得到整个逆变器和重复控制器复合系统的状态空间表达，因此可以写出整个系统的状态反馈控制率，然后根据lmi来求出状态反馈控制的参数；
7.将逆变器的状态空间表达式依据等效冲量原理进行离散化，然后推导出相应的控制规律；
8.推导h
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状态反馈重复控制和无差拍控制的综合控制率；
9.用下垂控制对微电源系统频率和电压幅值进行调节和控制，生成参考电压进行电压控制；
附图说明
10.图1是本发明的控制框图
11.图2为重复控制拓扑结构。
12.图3h
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状态反馈无差拍重复控制框图
13.图4微电网仿真模型
14.图5负载阶跃变化时pcc电压和电流
15.图6负载阶跃变化时有功和无功功率
16.图7pi控制pcc点电压、d轴电压误差及其thd值
17.图8h
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rc控制pcc点电压、d轴电压误差及其thd值
18.图9h
∞
sfdbrc控制pcc点电压、d轴电压误差及其thd值
具体实施方式
19.步骤一：对逆变器进行状态空间建模；
[0020][0021]
x(t)∈r为逆变器的状态向量，u(t)∈r为控制输入，y(t)∈r为控制输出,id(t)∈r为周期性的干扰，假设参考信号r(t)和id(t)具有相同的基本周期(这里用τ表示)，然而，它们在谐波含量方面有很大的不同。假设矩阵b、bd和c是具有适当维数的常数，并且a(y0(t))是不确定参数y0(t)的矩阵函数。
[0022]
步骤二：设定重复控制器采用一阶低通滤波器为辅助补偿器并进行状态空间实现：
[0023][0024][0025]
状态空间表达式为：
[0026]
x
rc
(t)＝-ωcx
rc
(t) ωcx
rc
(t-τ) ωce(t-τ)
[0027]yrc
(t)＝x
rc
(t) e(t)
[0028]
在上述公式ωc和t分别为一阶低通滤波器的转折频率和时间常数，x
rc
(t)是低通滤波器状态。
[0029]
步骤三：考虑整个系统的稳定性，令
[0030][0031]
将逆变器和滤波器状态空间整合，则复合系统可以转换为
[0032][0033]
步骤四：写出复合系统的整个控制规则
[0034]
u1(t)＝k1x(t) k2y
rc
(t)
[0035]
并在状态反馈表中重写u1(t)
[0036]
u1(t)＝fz(t) k2r(t)
[0037]
其中f∈r1×
(n 1)
＝[(k
1-k2c)k2]
[0038]
则复合系统可以转化为；
[0039][0040]
其中：α
δ
＝aa δaa(t)，取决于k2，具体如下：
[0041][0042]
步骤五：通过lmi来求解状态反馈控制律的参数
[0043][0044]
其中ω和α是给定的正标量，控制参数为
[0045]
f＝yw-1
＝[f
1 f2]
[0046]
k2＝f2，k1＝f1 k2c
[0047]
步骤六：将逆变器状态空间表达式依据等效冲量原理进行离散化
[0048][0049]
其中：
[0050][0051][0052][0053]
由上式可知：
[0054][0055]
进一步推导可得到无差拍控制规律：
[0056][0057]
将上式中的v
0d
(k 1)用参考指令r(k 1)代替，可以得到最终的无差拍控制规律：
[0058][0059]
步骤七：对状态反馈u1进行离散化，其中k1x(t)是从静态反馈获得，不需要离散化过程。而k2y
rc
(t)是由动态补偿器导出，必须离散化以确定y
rc
(t)和e(t)之间的关系。则e(z)到y
rc
(z)的离散时间传递函数为:
[0060][0061]
其中ω
t
＝ωcts，根据差分方程可得：
[0062][0063]
由上式：
[0064]
u1(k)＝k
11ildq
(k) k
12v0dq
(k) k2y
rc
(k)
[0065]
步骤八：得到系统综合控制律：
[0066]
uk(k)＝(k
11-k5)i
ldq
(k) (k
12-k4)v
0dq
(k) k2y
rc
(k) k3r(k 1)-k6i
0dq
(k)
[0067]
步骤九：采用阻性下垂的控制方法，平均有功功率p和平均无功功率q的计算公式如下：
[0068][0069]
式中w
f1
和w
f2
为低通滤波器的截止频率。
[0070]
步骤十：把有功功率和无功功率带入计算得到下垂控制方程：
[0071][0072]
式中，kq，k
p
为下垂特性系数，f0为额定频率，u0为输出无功功率为0时的电压幅值。
[0073]
步骤十一：将取得的电压和频率值进行电压合成与park反变换得到dq坐标系下的电压信号，然后将参考电压输入到重复控制器和无差拍控制器减小电压误差。
[0074]
步骤十二：在simulink中利用两台逆变型微电源组成一个简单的对等控制微电网系统，为验证微网逆变器并联运行控制策略的有效性，进行一下实验测试，负载是输出端为21.8ω的整流器并联一组10.9ω的电阻。
[0075]
步骤十三：应用大负载阶跃变化测试来检查系统控制性能，在0.4s的时间点，非线性负载从一组突增为两组，图5显示了相应的pcc点电压和电流变化，可以看出，对于大的载荷阶跃变化，系统是稳定的，输出电压无明显变化，鲁棒性好。图6为系统负载阶跃变化时有功功率和无功功率变化情况，可以看出在大负载阶跃变化时系统仍能保持有功和无功功率的稳定均分，且功率的波动在很短的时间内趋于稳定，说明所提出的控制策略抗干扰性能及动态响应性能好。
[0076]
步骤十四：将所提出的h
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状态反馈无差拍重复控制与h
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重复控制以及pi控制(下面简称为h
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sfdbrc、h
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rc和pi)进行对比实验(其他条件一致)，以证明所设计的控制策略在服务于非线性负载时可以改善逆变器pcc点电压thd的卓越性能。由图七、图八和图九可知，采用h
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sfdbrc时，系统稳态误差最小，电压波形质量优于其他两种控制策略，且谐波补偿效果很好，电压谐波含量仅为0.67％。