一种高维多模索引调制正交频分复用方法

1.本发明涉及无线通信技术领域，具体涉及一种高维多模索引调制正交频分复用方法。


背景技术：

2.在无线通信领域，由于具有高频谱利用率、有效抗多径和抗频率选择性衰落的优点，基于索引调制的ofdm技术正在被广泛的研究和应用，甚至对于第五代(5g)移动通信也是一个有利的技术候选。索引调制ofdm技术能有效的提高系统频带利用率和发送端信号的能量效率，由于一个基于索引调制的ofdm信号只有部分子载波被激活用于传输信息，其它子载波为0，而更多的发送比特信息隐含在索引信息中，也就是利用发送的比特信息决定子载波的激活样式。为了进一步提高系统的频谱效率，多模索引调制ofdm技术被提出，其采用多个二维子星座图用于映射数据并且利用这些子星座图的排列组合来传输索引信息，这里的所有子星座图中的符号点是互不相交的。
3.然而，这种多模索引调制ofdm技术所使用的多个子星座图通常是由二维的正交幅度调制(qam)或相移键控(psk)星座图分解而来。因此，多模索引调制正交频分复用方法技术所使用的多个子星座图的最小模内间距和最小模间间距通常是比较小的，这将导致系统的误比特率(ber)性能变差。因此，一种能够拥有较大的最小膜内间距和最小模间间距的多模索引调制ofdm系统有待开发。


技术实现要素：

4.本发明要解决的技术问题在于，降低传统的索引调制正交频分复用方法和多模索引调制正交频分复用方法的误比特率，提供了一种高维多模索引调制正交频分复用方法方法。
5.根据本发明解决的技术问题，本发明的技术方案为一种高维多模索引调制正交频分复用方法，其特征在于，包括如下步骤：
6.步骤1：将长度为m的二进制串行比特数据流转换成并行数据流，并行数据流中的每p个比特为一组，共有g＝m/p个比特组，在所述一个比特组中p＝p1 p
2,i
p
2,q
，p1为p1个索引比特，p
2,i
为p
2,i
个同向分量符号比特，p
2,q
为p
2,q
个同向分量符号比特；所述一个比特组输入到一帧ofdm信号的任意一个子帧，所述一帧ofdm信号包含n个子载波，共有g＝n/n个子帧，xg表示第g个子帧，1≤g≤g，n为每个子帧包含的子载波个数；
7.步骤2：将步骤1中每个比特组中的前p1个比特输入联合索引选择器，用于决定子星座图激活模式、同向分量子载波激活模式和正交分量子载波激活模式；所述子星座图定义为模态；子星座图激活模式可表示为ig＝[ig(1),ig(2)]，ig(1)为第g个子帧中同向分量子星座图激活模式，ig(2)为第g个子帧中正交分量子星座图激活模式，其中，ig(t)∈{χ1χ2...χm}，1≤t≤2,χm为第m个子星座图的索引，1≤m≤m，m为高维多模星座图所包含的子星座图个数的数量；
[0008]
所述同向分量子载波激活模式表示为：j
ig
＝[j
ig
(1)j
ig
(2)...j
ig
(k)]，其中，j
ig
(k)∈{1,2,...,n}为第g个子帧的同向分量中第k个活跃子载波的索引，1≤k≤n，d表示同向分量中活跃子载波的个数且满足k≤n；
[0009]
与所述同向分量子载波激活模式类似，所述正交分量子载波激活模式表示为：j
qg
＝[j
qg
(1)j
qg
(2)...j
qg
(k)]，其中，j
qg
(k)∈{1,2,...,n}为第g个子帧的正交分量中第k个活跃子载波的索引，正交分量中的活跃子载波个数和同向分量相同；
[0010]
步骤3：在用于映射符号比特的高维多模映射器中，假设星座图维度为d，模态个数为m、尺寸为q的高维多模星座图的方法如下：
[0011]
当q＝2时：
[0012]
生成mq个二进制序列，k＝(k
j,ηkj-1,ηk1,η
),其中η为序列索引且1≤η≤mq；j为序列长度且j＝log2mq；之后，按照各类编码的规则对所有序列进行排序，即相邻的的二进制序列的汉明距离为1；此外，令全零序列为首个序列；
[0013]
在上述所有序列的末尾依次添加(d-j)个“0”或“1”；
[0014]
按照数值大小对上述序列重新排序，之后，挑选序列索引η为{m，mq-m 1}的二进制序列生成第m个子星座图，记为c(m)；
[0015]
将所有二进制序列中的比特“0”改为ad，将比特“1”改为-ad；ad的大小可由能量归一化约束条件获得：
[0016]
当q≠2时：
[0017]
生成mq个二进制序列，k＝(k
j,ηkj-1,ηk1,η
),其中η为序列索引且1≤η≤mq；j为序列长度且j＝log2mq；之后，按照各类编码的规则对所有序列进行排序，即相邻的的二进制序列的汉明距离为1；此外，令全零序列为首个序列；
[0018]
挑选序列索引η为{m，m q，...，m q(m-1)}的二进制序列生成第m个子星座图，记为c(m)；
[0019]
在上述所有序列的末尾依次添加(d-j)个“0”或“1”；
[0020]
在每个子星座图所包含的序列内，按照数值大小重新排序；
[0021]
将所有二进制序列中的比特“0”改为ad，将比特“1”改为-ad；ad的大小可由能量归一化约束条件获得：
[0022]
步骤4：将步骤1中一个比特组的p
2,i
个比特通过步骤3映射成为一个高维的符号点e
ig
＝[e
ig
(1)e
qg
(2)...e
ig
(d)]，e
ig
(d)表示第g个子帧中此符号点的第d个坐标值；此外，e
ig
∈c(ig(1))，c(ig(1))表示子星座图索引为ig(1)所对应的子星座图，所述ig(1)∈{0，1，2，...，m}；之后，前述高维符号点可表示为：s
ig
＝[s
ig
(1)s
ig
(2)...s
ig
(d)]，s
ig
(d)，1≤d≤d，表示第g个子帧中此符号点的第d个坐标值；结合步骤(2)中的同向分量子载波激活模式，使得s
ig
中的坐标值调制j
ig
中对应的活跃子载波，得到第g个ofdm子帧信号的同向分量x
ig
＝[x
ig
(1)x
ig
(2)...x
ig
(n)]，其中x
ig
(α)∈{0,s
ig
}表示第g个ofdm子帧信号的同向分量的第α个子载波，1≤α≤n；
[0023]
步骤5：将步骤2中一个比特组的p
2,q
个比特通过步骤3映射成为一个高维的符号点e
qg
＝[e
qg
(1)e
qg
(2)...e
qg
(d)]，e
qg
(d)表示第g个子帧中此符号点的第d个坐标值；此外，e
qg
∈c(ig(2))，c(ig(2))表示子星座图索引为ig(2)所对应的子星座图，所述ig(1)∈{0，1，2，...，m}且ig(2)≠ig(1)；之后，前述高维符号点可表示为：s
qg
＝[s
qg
(1)s
qg
(2)...s
qg
(d)]，sig
(d)，1≤d≤d，表示第g个子帧中此符号点的第d个坐标值；结合步骤(2)中的正交分量子载波激活模式，使得s
qg
中的坐标值调制j
qg
中对应的活跃子载波，得到第g个ofdm子帧信号的正交分量x
qg
＝[x
qg
(1)x
qg
(2)...x
qg
(n)]，其中x
qg
(α)∈{0,s
qg
}表示第g个ofdm子帧信号的正交分量的第α个子载波；假设每个子星座图所包含的符号点的个数相等且均为为q，则高维多模星座图所包含的符号点的总个数为mq；
[0024]
步骤6：分别将第g个ofdm子帧信号同向分量x
ig
和正交分量x
qg
分别作为第g个子帧的同向分量和正交分量，得第g个子帧为：xg＝x
ig
jx
qg
.
[0025]
步骤7：将g个ofdm子帧信号结合起来，得到频域上一帧ofdm信号x＝[x1x2...xg]；
[0026]
步骤8：将步骤7得到的一帧频域ofdm信号通过子载波层面的交织后，进入n点的离散傅里叶反变换转换到时域，一帧时域ofdm信号为：
[0027]
x＝idft{x}＝idft{[x
1 x
2 ... xg]}
[0028]
式中idft{.}表示离散傅里叶反变换操作，x表示发送的一帧时域ofdm信号；
[0029]
步骤9：将步骤8得到的一帧时域ofdm信号经过并串转换、加循环前缀、数模转换和上变频处理后送入信道进行传输；
[0030]
步骤10：在接收端，将接收的ofdm信号进行下变频、模数转换、去循环前缀和串并转换处理；
[0031]
步骤11：将步骤10的输出信号进行离散傅里叶变换，把时域ofdm信号转换到频域，并进行子载波层面的反交织；
[0032]
步骤12：将步骤11的输出信号进行对数似然比、解索引和解映射处理，恢复为二进制信息；对数似然比检测首先确定同向分量子载波激活模式和正交分量子载波激活模式；以第g个子帧的同向分量子载波激活模式为例，具体的检测过程表示为：
[0033][0034]
其中hg(α)表示第g个子帧中第α个子信道的衰落系数，re(.)表示取实部操作，y
eg
(α)表示第g个子帧中第α个接收信号经过迫零均衡之后的输出信号，即y
eg
(α)＝yg(α)/hg(α)，其中yg(α)表示第g个子帧中第α个接收信号，n0表示衰落信道中加性噪声的能量，w’表示所有子星座图的所有符号点中不同的坐标值的个数，wd(j)表示所有子星座图的所有符号点中第j个不同的坐标值，其中1≤j≤w’；γ
iα
表示同向分量第α个子载波的llr值，n个llr值中较大的d个γ
iα
所对应的子载波即为被激活的子载波；正交分量和同向分量类似，可得：
[0035][0036]
其中im(.)表示取虚部操作，γ
qα
表示正交分量第α个子载波的llr值，n个llr值中较大的d个γ
qα
所对应的子载波即为被激活的子载波；之后，根据检测出的同向分量子载波激活模式和正交分量子载波激活模式，将活跃子载波的接收信号结合起来，利用最大似然
按准则去和所有子星座图的所有符号点比较欧氏距离，从而确定子星座图激活模式和使用的高维符号点；根据检测的所有索引信息和符号点，通过查表法进行解索引和解映射，恢复二进制信息；
[0037]
步骤13：将步骤12的输出信号进行并串转换，得到原始发送的二进制序列。
[0038]
本发明提出了高维多模索引调制ofdm方法，由于所提出方法使用的高维多模星座图拥有较大的最小模间距离和最小模内距离，此方法的ber性能明显优于传统的二维多模索引调制ofdm系统。此外，所提方法在每个ofdm子帧中只传输两个符号点，因此，在符号点能量归一化的条件下，所提出系统的能量效率会随着子帧所包含子载波个数的增加而增加。
附图说明
[0039]
图1：是本发明高维多模索引调制ofdm系统发送端框图。
[0040]
图2：是本发明高维多模索引调制ofdm系统系统接收端框图。
[0041]
图3：是本发明实施例中高维多模星座图。
[0042]
图4：是本发明实施例的高维多模索引调制ofdm系统误比特率性能曲线示意图。
[0043]
图5：是本发明方法流程图。
具体实施方式
[0044]
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例的附图，对本发明实施例的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本发明的实施例，本领域普通技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0045]
请参考图1和图2，图1所示为本发明提出的高维多模索引调制ofdm系统发送端框图，包括串并转换和比特分组模块、联合索引选择器模块、高维多模映射器模块、频域ofdm信号生成器模块，交织和n点idft模块，发送端并串转换、加循环前缀、数模转换和上变频模块。图2所示为本发明提出的高维多模索引调制ofdm系统系统接收端框图，包括接收端下变频、模数转换、去循环前缀和串并转换模块，n点dft和反交织模块，对数似然比检测、解索引和解映射模块，并串转换模块。
[0046]
设定一个ofdm信号的子载波数为n，这样一帧发送的频域ofdm信号可以表示为x＝[x
1 x2...xg]，每帧ofdm信号被分成g＝n/n个子帧，n为每个子帧包含的子载波数，每个子帧携带p＝p1 p
2,i
p
2,q
个比特的信息，p1、p
2,i
和p
2,q
所对应的比特信息依次排列，这里每帧ofdm信号共包含m＝pg个比特信息，p1、p
2,i
和p
2,q
均为正整数。
[0047]
根据本发明的高维多模索引调制ofdm方法及系统，包括如下步骤：
[0048]
(1)将长度为m的二进制串行比特数据流转换成并行数据流，并行数据流中的每p个比特为一组，共有g＝m/p个比特组，在所述一个比特组中p＝p1 p
2,i
p
2,q
，p1为p1个索引比特，p
2,i
为p
2,i
个同向分量符号比特，p
2,q
为p
2,q
个同向分量符号比特；所述一个比特组输入到一帧ofdm信号的任意一个子帧，所述一帧ofdm信号包含n个子载波，共有g＝n/n个子帧，xg表示第g个子帧，1≤g≤g，n为每个子帧包含的子载波个数；
[0049]
(2)将步骤(1)中每个比特组中的前p1个比特输入联合索引选择器，用于决定子星
座图激活模式、同向分量子载波激活模式和正交分量子载波激活模式；所述子星座图定义为模态；子星座图激活模式可表示为ig＝[ig(1),ig(2)]，ig(1)为第g个子帧中同向分量子星座图激活模式，ig(2)为第g个子帧中正交分量子星座图激活模式，其中，ig(t)∈{χ1χ2...χm}，1≤t≤2,χm为第m个子星座图的索引，1≤m≤m，m为高维多模星座图所包含的子星座图个数的数量；
[0050]
所述同向分量子载波激活模式表示为：j
ig
＝[j
ig
(1)j
ig
(2)...j
ig
(k)]，其中，j
ig
(k)∈{1,2,...,n}为第g个子帧的同向分量中第k个活跃子载波的索引，1≤k≤n，d表示同向分量中活跃子载波的个数且满足k≤n；
[0051]
与所述同向分量子载波激活模式类似，所述正交分量子载波激活模式表示为：j
qg
＝[j
qg
(1)j
qg
(2)...j
qg
(k)]，其中，j
qg
(k)∈{1,2,...,n}为第g个子帧的正交分量中第k个活跃子载波的索引，正交分量中的活跃子载波个数和同向分量相同；
[0052]
因此，可知：
[0053][0054]
上式中
└
·
┘
表示向下取整；代表二项式系数，即从n个子载波取k个；m表示子星座图的个数。例如，当n＝4,k＝d＝3,m＝4时，所提出系统的每个子帧可以携带6个索引比特。
[0055]
(3)在用于映射符号比特的高维多模映射器中，假设星座图维度为d，模态个数为m、尺寸为q的高维多模星座图的方法如下：
[0056]
(i)当q＝2时
[0057]
步骤1：生成mq个二进制序列，k＝(k
j,ηkj-1,ηk1,η
),其中η为序列索引且1≤η≤mq；j为序列长度且j＝log2mq。之后，按照各类编码的规则对所有序列进行排序，即相邻的的二进制序列的汉明距离为1。此外，令全零序列为首个序列。
[0058]
步骤2：在上述所有序列的末尾依次添加(d-j)个“0”或“1”。
[0059]
步骤3：按照数值大小对上述序列重新排序，之后，挑选序列索引η为{m，mq-m 1}的二进制序列生成第m个子星座图，记为c(m)。
[0060]
步骤4：将所有二进制序列中的比特“0”改为ad，将比特“1”改为-ad。ad的大小可由能量归一化约束条件获得：
[0061]
(ii)当q≠2时
[0062]
步骤1：生成mq个二进制序列，k＝(k
j,ηkj-1,ηk1,η
),其中η为序列索引且1≤η≤mq；j为序列长度且j＝log2mq。之后，按照各类编码的规则对所有序列进行排序，即相邻的的二进制序列的汉明距离为1。此外，令全零序列为首个序列。
[0063]
步骤2：挑选序列索引η为{m，m q，...，m q(m-1)}的二进制序列生成第m个子星座图，记为c(m)。
[0064]
步骤3：在上述所有序列的末尾依次添加(d-j)个“0”或“1”。
[0065]
步骤4：在每个子星座图所包含的序列内，按照数值大小重新排序。
[0066]
步骤5：将所有二进制序列中的比特“0”改为ad，将比特“1”改为-ad。ad的大小可由能量归一化约束条件获得：
[0067]
假设d＝3,m＝4,q＝2，根据上述规则设计出来的星座图恰好是一个端点分布在单
位球上的立方体，如图3所示。
[0068]
(4)结合步骤(3)中的设计方法，将步骤(1)中一个比特组的p
2,i
个比特通过星座图映射法映射成为一个高维的符号点e
ig
＝[e
ig
(1)e
qg
(2)...e
ig
(d)]，e
ig
(d)表示第g个子帧中此符号点的第d个坐标值。此外，e
ig
∈c(ig(1))，c(ig(1))表示子星座图索引为ig(1)所对应的子星座图，所述ig(1)∈{0，1，2，...，m}。之后，前述高维符号点可表示为：s
ig
＝[s
ig
(1)s
ig
(2)...s
ig
(d)]，s
ig
(d)，1≤d≤d，表示第g个子帧中此符号点的第d个坐标值。结合步骤(2)中的同向分量子载波激活模式，使得s
ig
中的坐标值调制j
ig
中对应的活跃子载波，得到第g个ofdm子帧信号的同向分量x
ig
＝[x
ig
(1)x
ig
(2)...x
ig
(n)]，其中x
ig
(α)∈{0,s
ig
}表示第g个ofdm子帧信号的同向分量的第α个子载波，1≤α≤n。
[0069]
(5)结合步骤(3)中的设计方法，将步骤(2)中一个比特组的p
2,q
个比特通过星座图映射法映射成为一个高维的符号点e
qg
＝[e
qg
(1)e
qg
(2)...e
qg
(d)]，e
qg
(d)表示第g个子帧中此符号点的第d个坐标值。此外，e
qg
∈c(ig(2))，c(ig(2))表示子星座图索引为ig(2)所对应的子星座图，所述ig(1)∈{0，1，2，...，m}且ig(2)≠ig(1)。之后，前述高维符号点可表示为：s
qg
＝[s
qg
(1)s
qg
(2)...s
qg
(d)]，s
ig
(d)，1≤d≤d，表示第g个子帧中此符号点的第d个坐标值。结合步骤(2)中的正交分量子载波激活模式，使得s
qg
中的坐标值调制j
qg
中对应的活跃子载波，得到第g个ofdm子帧信号的正交分量x
qg
＝[x
qg
(1)x
qg
(2)...x
qg
(n)]，其中x
qg
(α)∈{0,s
qg
}表示第g个ofdm子帧信号的正交分量的第α个子载波。假设每个子星座图所包含的符号点的个数相等且均为为q，则高维多模星座图所包含的符号点的总个数为mq。
[0070]
因此，可知：
[0071]
p
2,i
＝p
2,q
＝log2q
[0072]
(6)分别将第g个ofdm子帧信号同向分量x
ig
和正交分量x
qg
分别作为第g个子帧的同向分量和正交分量，得第g个子帧为：xg＝x
ig
jx
qg
.
[0073]
(7)将g个ofdm子帧信号结合起来，得到频域上一帧ofdm信号x＝[x1x2...xg]。
[0074]
(8)将步骤(7)得到的一帧频域ofdm信号通过子载波层面的交织后，进入n点的离散傅里叶反变换转换到时域，一帧时域ofdm信号为：
[0075]
x＝idft{x}＝idft{[x
1 x2...xg]}
[0076]
式中idft{.}表示离散傅里叶反变换操作，x表示发送的一帧时域ofdm信号。
[0077]
(9)将步骤(8)得到的一帧时域ofdm信号经过并串转换、加循环前缀、数模转换和上变频处理后送入信道进行传输；通过步骤(1)到步骤(8)的调制过程，提出的系统的频带利用率可表示为：
[0078][0079]
式中l
cp
表示添加的循环前缀的长度。频带利用率的单位是：比特/秒/赫兹。例如，当n＝4,k＝d＝3,m＝4,q＝2,n＝128，l
cp
＝16时，所提出系统的频带利用率为1.78比特/秒/赫兹。
[0080]
(10)在接收端，将接收的ofdm信号进行下变频、模数转换、去循环前缀和串并转换处理；
[0081]
(11)将步骤(10)的输出信号进行离散傅里叶变换，把时域ofdm信号转换到频域，
并进行子载波层面的反交织；
[0082]
(12)将步骤(11)的输出信号进行对数似然比、解索引和解映射处理，恢复为二进制信息。对数似然比检测首先确定同向分量子载波激活模式和正交分量子载波激活模式。以第g个子帧的同向分量子载波激活模式为例，具体的检测过程表示为：
[0083][0084]
其中hg(α)表示第g个子帧中第α个子信道的衰落系数，re(.)表示取实部操作，y
eg
(α)表示第g个子帧中第α个接收信号经过迫零均衡之后的输出信号，即y
eg
(α)＝yg(α)/hg(α)，其中yg(α)表示第g个子帧中第α个接收信号，n0表示衰落信道中加性噪声的能量，w’表示所有子星座图的所有符号点中不同的坐标值的个数，wd(j)表示所有子星座图的所有符号点中第j个不同的坐标值，其中1≤j≤w’。γ
iα
表示同向分量第α个子载波的llr值，n个llr值中较大的d个γ
iα
所对应的子载波即为被激活的子载波。正交分量和同向分量类似，可得：
[0085][0086]
其中im(.)表示取虚部操作，γ
qα
表示正交分量第α个子载波的llr值，n个llr值中较大的d个γ
qα
所对应的子载波即为被激活的子载波。之后，根据检测出的同向分量子载波激活模式和正交分量子载波激活模式，将活跃子载波的接收信号结合起来，利用最大似然按准则去和所有子星座图的所有符号点比较欧氏距离，从而确定子星座图激活模式和使用的高维符号点。根据检测的所有索引信息和符号点，通过查表法进行解索引和解映射，恢复二进制信息。
[0087]
(13)将步骤(12)的输出信号进行并串转换，得到原始发送的二进制序列。
[0088]
实施例：
[0089]
具体参数方案：一帧ofdm信号所包含的子载波数n＝128，每帧ofdm信号所包含的的子帧个数g＝32，每个子帧中的子载波数n＝4，所提系统的所有子星座图皆为三维星座图，即d＝k＝3，子星座图(模态)的个数m＝4，所有子星座图的尺寸q＝2，所有子星座图如图3所示，所有的符号点都分布在半径为1的单位球上，所有子星座图的所有符号点你组成了一个单位球的内置立方体。此外，来自于任意两个不同的子星座图之间的符号点的最小欧氏距离称之为最小模间间距，来自于同一个子星座图的符号点之间的最小欧氏距离称之为最小模内间距。循环前缀的长度l
cp
＝16。每个子帧可以包含8比特信息，系统的频谱效率可计算得1.78比特/秒/赫兹。信道采用频率选择性瑞利衰减信道，其中瑞利信道的信道脉冲响应长度为10。假设所有的符号点的能量都进行了归一化，则系统的信噪比定义为每比特信息所消耗的平均能量和加性噪声的能量之比。
[0090]
仿真结果如图4所示，图4横轴表示信噪比，纵轴为误比特率。为了证明本发明的优势，在相同的频谱效率条件下，图4也提供了经典ofdm、索引调制ofdm和多模索引调制ofdm
的仿真结果，每个子帧的子载波数均为4。经典ofdm采用4qam进行符号映射；索引调制ofdm系统采用4qam进行信号映射，每个子帧中有3个子载波被激活；在多模索引调制ofdm系统中，四个子载波分别采用有8qam分解而来的四个子星座图。由仿真结果可以看出，在相同的频谱效率条件下，当信噪比大于10db时，本发明所提出的基于高维多模索引调制ofdm系统的误比特率性能要优于其他三种ofdm系统。
[0091]
应当理解的是，本说明书未详细阐述的部分均属于现有技术。
[0092]
应当理解的是，上述针对实施例的描述较为详细，并不能因此而认为是对本发明专利保护范围的限制，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明权利要求所保护的范围情况下，还可以做出替换或变形，均落入本发明的保护范围之内，本发明的请求保护范围应以所附权利要求为准。