大功率高升压比电流馈电全桥定频LCC谐振电路的制作方法

大功率高升压比电流馈电全桥定频lcc谐振电路
技术领域
1.本发明涉及电子技术领域，更为具体地，涉及一种大功率高升压比的dc-dc电流馈电全桥定频lcc谐振电路及其软开关实现方法。


背景技术：

2.因便携式x光机的灵活性和高效性，使得其应用越来越广泛，如野外医疗、室外安检等场合。其关键问题是，能够长时间脱离电网，便于携带和更大剂量更多次数的曝光工作。
3.脱离电网，则必须在设备本体内增加储能单元，比如电池，但是电池的特点是容量大、内阻大、电压低，通常锂电池的单节最大电压为3.7v左右，为满足输出电压达到100kv以上的使用条件，传统设计要么串联大量电池级数，使其达到200v以上的输入电压，要么在电池组后增加一级相同功率的升压单元，而这都要增加相应的体积和重量，不利于设备的便携性。另外，为了更有效的利用有限的电池能量和提高便携设备的功率密度，功率开关管能工作在软开关状态，也是非常必要的。
4.可是，现有的便携式x光机，有的无法脱离电网，随时与电网电源连接，这极大的限制了设备的使用场合；有的虽采用电池供电，但是串联大量级数的电池，重量过大且充电控制复杂，可靠性低；有的电池供电是低压24v-60v，但是后级需要一级大功率升压单元，体积和损耗都较大，不利于设备的便携性和电池能量的有效利用。
5.此外，便携x光机逆变电路的功率开关管的工作状态，有的是硬开关，有的后接谐振网络(通常是lc串联谐振)可以实现功率开关管的软开关。硬开关存在的问题是效率较低，电磁干扰严重，这需要增加散热体积和emi滤波体积，增加了重量，不利于便携性。而后接lc谐振网络存在的问题是，一方面，为实现软开关，通常采用的是pfm控制，开关频率的大范围变化，通常需要增加emi滤波级数，增大了体积，滤波器设计难度也较大，不是十分可取，另一方面，lc谐振的电压增益必然小于1，对于特别需要高升压比的低电压输入条件下，增加了后级升压变压器的设计难度。
6.也有采用lc或lcc定频控制，通常为移相全桥，但是对于大变比的高压变换器，滞后臂的软开关范围非常窄，有时由于高压变压器的匝比很大，寄生参数导致滞后臂根本无法实现软开关，设计难度大，且实际效果并不理想。


技术实现要素：

7.鉴于上述问题，本发明的目的是提供一种大功率高升压比的dc-dc电流馈电全桥lcc谐振电路以及在定频条件下实现软开关实现方法，可以在24v-60v的电池输入条件下，提供百安培量级的供电电流，此输入条件下，达到1000倍以上的升压比，满足中小功率x光机的kv/ma要求，并同时实现开关管的软开关。
8.本发明为实现上述目的所采用的技术方案是：
9.大功率高升压比电流馈电全桥定频lcc谐振电路包括顺序连接的电容电池组、电
流馈电全桥逆变单元、lcc谐振网络单元、升压变压器及整流滤波单元，其中：
10.电容电池组：由电池和电容组成，用于为电流馈电全桥逆变单元、lcc谐振网络单元、升压变压器及整流滤波单元和负载提供电流；
11.电流馈电全桥逆变单元：用于将低压直流电源，逆变生成高频交流电压方波信号；
12.lcc谐振网络单元：用于将电流馈电全桥逆变单元生成的方波信号，转换为其基波频率的正弦波；
13.升压变压器及整流滤波单元：将lcc谐振网络单元输出的正弦波，通过升压变压器进一步升压，以及整流或倍压整流滤波，产生输出电压。
14.所述电容电池组包括：电容组cbank、电阻rin、电池组bat，其中，电容组cbank的一端通过电阻rin接于电池组bat正极，另一端与电池组bat负极相连。
15.所述电容组cbank由多组容抗相同的电容并联组成。
16.所述电流馈电全桥逆变单元包括：电感lfeed、开关管sau、开关管s1、开关管s2、开关管s3、开关管s4、电容csn、5个开关管寄生的二极管，其中,电感lfeed的a端作为电流馈电全桥逆变单元中的第一输入端通过电容电池组中的电阻rin接于电池组bat正极，开关管sau的s端通过电容csn与电感lfeed的b端相连，d端作为电流馈电全桥逆变单元中的第二输入端与电容电池组中的电池组bat负极相连；开关管s1的s端与电感lfeed的b端相连，d端与开关管s2的s端相连；开关管s2的d端与电容电池组中的电池组bat负极相连；开关管s3的s端与电感lfeed的b端相连，d端与开关管s4的s端相连；开关管s4的d端与电容电池组中的电池组bat负极相连。
17.所述开关管sau的s端与d端之间接有二极管；开关管s1、开关管s2、开关管s3、开关管s4的d端与s端分别接有二极管。
18.所述lcc谐振网络单元包括：电感ls、电容cs、电容cp，其中，升压变压器及整流滤波单元中的变压器trans初级线圈的一端依次通过电容cs、电感ls连接电流馈电全桥逆变单元的开关管s3的d端，初级线圈的另一端接于电流馈电全桥逆变单元的开关管s1的d端；升压变压器及整流滤波单元中的变压器trans初级线圈的两端之间接有电容cp。
19.所述升压变压器及整流滤波单元包括：变压器trans、两个二极管、两个电容、负载tube，其中，两个二极管串联，两个电容串联，变压器trans次级线圈的一端接于两个串联的二极管之间，另一端接于两个串联的电容之间；串联的两个二极管、串联的两个电容与负载tube三者并联。
20.本发明具有以下有益效果及优点：
21.1.通过将内阻较高但电容量大的电池和内阻较低但电容量小电容有效组合，使其满足大电流供电的需求。
22.2.低压输入的电池电容组配合电流馈电全桥逆变本身固有的升压属性，有效提升输入到谐振网络的逆变电压，避免单独增加一级升压单元。
23.3.配合输出负载条件，配置合理的lcc谐振网络参数，使得谐振网络电压增益提升1.5-2倍，可再次提升输入到升压变压器初级端的输入电压。
24.4.lcc谐振网络参数不仅考虑提升逆变电压，同时也配合电流馈电全桥主开关管和箝位辅开关管的开关时序，可相对较容易的在全负载范围内实现开关管的软开关或准软开关，有效提升效率，并降低了设计难度，是较为理想的选择。
25.5.根据输出功率和输出电压选择升压变压器的匝比，使得在超高输入输出升压比的情况下，变压器的匝比仍在合理范围内，变压器的工况保持线性状态。
26.6.定频控制的全桥lcc谐振变换器，降低了emi的风险。
附图说明
27.图1为本发明的基本原理图；
28.图2为本发明的输入电路原理图；
29.图3为本发明电流馈电与lcc谐振简图；
30.图4为本发明的各开关管驱动信号时序图；
31.图5为本发明的谐振电流和逆变电压波形图；
32.图6为本发明的zcs开通波形图。
具体实施方式
33.下面结合附图及实施例对本发明做进一步的详细说明。
34.由于输入电压仅为电池电压，为达到10万伏以上的输出电压，即使采用了具有升压属性的电流馈电全桥逆变，和输出采用多倍压整流，高压变压器的变比仍然是很大的，大变比带来的寄生参数，如漏感，次级等效并联的匝间电容，也是很大的，所以在这种输入输出场合下，电流馈电全桥配合lcc谐振网络既可以保证开关管的软开关，还可以利用变压器的寄生参数，是一种极佳的组合。所述大功率高升压比电流馈电全桥定频lcc谐振电路可使用在功率范围2kw以上，升压比大于1000倍的场合。
35.图1给出了本发明提供的一种大功率高升压比的dc-dc电流馈电全桥lcc谐振电路的结构框图，它包括，电池电容组-1，电流馈电全桥逆变单元-2，lcc谐振网络-3，升压变压器及整流滤波单元-4。同时，提供了在此拓扑结构的基础上，定频条件下实现软开关的方法。更为具体地包括：
36.电容电池组：大容量的电池和低内阻的电容组合，为后级电流馈电全桥定频lcc谐振电路和间歇性负载提供间歇性大电流供电；
37.电流馈电全桥逆变单元：用于将低压直流，逆变生成高频交流电压波形并伴随大于1小于10的升压比例；
38.lcc谐振网络单元：利用大变比升压高压变压器的寄生参数和外接谐振网络，将逆变单元生成的方波信号，转换为其基波频率的正弦波，并伴随大于1小于2的升压比例；
39.升压变压器及整流滤波单元：将lcc谐振网络输出的高频正弦波，通过升压变压器进一步升压，通过整流(或倍压整流)滤波，最后产生所需的输出电压。其中：
40.1.将内阻较高但电容量大的电池和内阻较低但电容量小电容有效组合，使其满足大电流供电的需求。
41.因为电池组的内阻通常较大，如3.7v的18650锂电池内阻通常在13-15毫欧左右，在大功率条件下串联使用，串联内阻可达百毫欧的量级，若输出电流要求为100a时，压降极大，无法直接使用，所以传统方法是电池后级做一级升压(dc-ac-ac-dc)，电路结构复杂，占用大量体积。
42.可通过图2所示的一个简单的电路实现大电流供电的要求，设计方法如下：
43.这是一个全状态响应电路，根据初始值和边界条件电容电压范围，可求得电容容值。
44.电解电容或并联超级电容(可进一步减少体积)的esr远小于电池内阻和等效负载电阻，可忽略电容esr。
45.t＝0-时，vc(0-)等于电池组电压，
46.t＝0 时，由kcl，
47.其中rin为电池内阻，req为输出满载并考虑变换器效率时的等效电阻，vc1(t)为放电完成时的电容电压，代入满载工作时间(对于x光机，满载工作时间一般为100ms)，即可得到满足最大电流供电时需要的最低容值。
48.该方法简单可靠，占用体积小，适用于间歇大功率工作模式的设备使用，与后级带有升压功能的电流馈电变换器结合，极利于提高升压比。
49.2.电池电容组配合电流馈电定频全桥lcc谐振电路，同时实现逆变和升压。
50.如图3所示，电池电容组可等效为一个直流电压源，lfeed可等效为一个直流电流源，电压源为电流源供电，电流源为全桥lcc谐振电路供电，当s1,s2,s3,s4同时导通时，lfeed处于储能状态，当s1,s4或s2,s3关断时，lfeed释放能量，这与boost电路完全一致，从这个角度看全桥电流馈电可以等效为boost电路。
51.理论上，电压源可以为电流源提供任意所需的电流，这样电流源也就可以为lcc谐振网络提供任意所需电流，这是电流馈电全桥lcc谐振升压的本质，也就是，lfeed等效的直流电流源施加在考虑满载时等效到变压器初级的负载电阻与lcc谐振网络的输入阻抗，所产生的谐振电流的提升，这需要源头的电池电容组可以供应足够的电流。
52.基于以上考虑，在大升压比的需求下，将电池电容组与电流馈电全桥lcc谐振电路相结合。
53.2.电流馈电定频全桥lcc谐振，开关时序和对应的软开关实现。
54.考虑设备的便携性，定频(减小滤波器体积和重量)和软开关(减小滤波器和散热器的体积和重量)是必要的。
55.图3中共有5个开关管，其中起有源箝位作用的辅助开关sau是工作在软开关条件下的，因为通过的电流较小，导通损耗也不大。四个主开关管和辅助开关管驱动信号的时序图，如图4所示。
56.当lcc谐振参数的谐振频率低于驱动信号的开关频率时，则在此驱动信号作用下，lcc谐振电路的谐振电流ires波形是类正弦波，输入逆变电压vab波形是占空比小于1的矩形波(负载越重，逆变电压波形的占空比越小，但幅值越大)，谐振电流与逆变电压傅里叶展开后的基波相位关系设计为，在开关频率下满载时的相位差为0-5度。如图5所示,是输入电压48v，输出电压100kv，输出功率3.2kw时的波形图，其中，vab为全桥两桥臂的“桥臂中点电压”，ires为谐振腔的“谐振电流”。
57.在此时序作用下的lcc谐振电路，即可在定频条件下实现主开关管的软开关，以两个桥臂的对管s2,s3为例，具体如下：
58.如图4所示，在s2,s3开通之前，s1,s4是导通状态，箝位支路刚刚结束导通状态，通过辅助开关管中寄生的二极管正向对地，谐振网络中流过的谐振电流完全通过s1,s4，此时
的谐振电流等于电感lfeed电流，s2,s3与其上寄生的二极管，不具备流通电流的条件，此时s2,s3导通，由于输入电流一定，lfeed和ls的瞬时高阻属性，使得即使s2,s3导通，在与其上电压下降至0的百纳秒时间段内，流过其上的电流也将是缓慢上升的，所以无论负载条件如何，s2或s3都将满足zcs条件，如图6所示，以s2开通时为例，其中，is2是“开关管s2的漏源电流”，vs2为“开关管s2的漏源电压”，s2为“开关管s2的驱动信号”。
59.在s2,s3截止之前，s1,s2,s3,s4都是导通状态，也就是谐振网络的输入电压对地短路，等于0，理论上，此时的s2和s3都自然地满足零电压关断的条件，但是实际的开关管总会有一致性的差异，所以先关断的开关管因为后关断的开关管一直处于导通状态而一定是zvs关断。但是，良好的设计可使后关断的开关管处于准软开关状态，这要考虑负载变化时谐振电流与逆变电压的相位差，使谐振电流下降阶段的末期，lcc谐振网络较lc串联谐振，有着更小的相位变化量，这也是选择lcc谐振的原因之一，所述开关管的栅极接入的信号是控制信号。
60.通过以上论述，可知，在定频条件下，电流馈电lcc谐振变换器实现软开关的条件和方法。
61.3.电流馈电定频全桥lcc谐振拓扑配合高压变压器和次级倍压整流滤波对大功率高升压比的实现。
62.有了全桥电流馈电的升压和lcc谐振网络的电压增益，这使得高压变压器的变比不再过大，在超过2000倍的升压比时，高压变压器的变比可以控制在200以内，变压器的线性度可以保证，而且影响其线性度的寄生参数都将被lcc网络所利用。
63.在小功率条件下，如两千瓦以内，可以使用多倍压整流滤波以减少变压器的匝比，但工作于大功率条件下，通常可靠的做法使1级倍压整流滤波，此时更显电流馈电lcc滤波的优势。
64.如上参照附图以示例的方式描述了根据本发明的用于大功率高升压比的dc-dc电流馈电全桥定频lcc谐振电路及其软开关实现。但是本领域技术人员应该理解，对于上述本发明所提出的用于大功率高升压比的dc-dc电流馈电全桥定频lcc谐振电路及其软开关实现，还是可以不脱离本发明内容的基础上做出各种改进。因此，本发明的保护范围应当由所附的权利要求书的内容确定。