一种基于开关准Z源双向直流变换器的电感参数设计以及变开关频率控制方法

一种基于开关准z源双向直流变换器的电感参数设计以及变开关频率控制方法
技术领域
1.本发明属于电力电子技术中电路拓扑的参数设计及控制技术技术领域，具体涉及一种基于开关准z源双向直流变换器的电感参数设计以及变开关频率控制方法。


背景技术：

2.相比于采用不可再生的化石能源作为动力来源的传统燃油汽车，电动汽车采用电能作为动力来源，不仅清洁环保，而且能量转换效率高。近年来电动汽车逐渐替代传统燃油汽车，占据了越来越广的汽车市场。在电动汽车的相关技术中，关于其能量源系统的研究得到了广泛的关注。初期的电动汽车能量源系统仅以动力电池作为单一能量来源，当汽车频繁进行工况切换时，突变的功率均由动力电池提供，这大大削减了动力电池的使用寿命。在由动力电池和超级电容组成的电动汽车多源系统中，具有高能量密度的动力电池仅需提供低频功率来维持稳定的直流母线电压，而负载瞬变时的高频功率由具有高功率密度的超级电容负责吸收和释放。超级电容的电压波动范围较大，因此接口超级电容和直流母线的双向直流变换器需要具有较宽的电压增益范围以实现超级电容与直流母线的电压匹配。此外，变换器还需要具有较高的运行效率，以充分利用多源系统的能量。低压侧与高压侧共地的开关准z源双向直流变换器拓扑结构简单，能够实现较宽的电压增益范围，并且功率开关管的电压应力较低，因此适用于超级电容与直流母线间的功率接口。但是在传统的电感设计与控制方法下，该变换器的功率开关为硬开通，并且同步整流管内部存在二极管的反向恢复过程。这不仅会产生较高的开关损耗，还会限制开关频率的提升。为进一步提高开关准z源双向直流变换器的运行效率与功率密度，必须解决功率开关管的硬开关问题。
3.相关专利申请的参照：
4.现有的软开关技术包括添加辅助回路以及耦合电感等。[1]中在传统的buck变换器基础上实现了所有功率开关的零电压开通，但是增加了两个额外的功率开关管，因此会产生额外的通态损耗。[2]中发明了一种非隔离型软开关直流变换器，并且具有低输入电流纹波与高输出电压增益的特性。该变换器通过一个软开关辅助电路，实现功率开关管的零电压导通与二极管的零电流关断。但该辅助开关管不能实现零电压的开通，因此可能限制变换器开关频率的进一步提升。[3]中通过添加含有电感、mosfet、二极管的辅助回路实现buck变换器连续模式下所有功率开关管的软开关，但增加的磁元件会带来额外的损耗。
[0005]
[1]滕辉,范小波,任远航.一种软开关双向dc/dc变换电路以及变换器[p].广东省：cn108566092b,2020-07-07.
[0006]
[2]王萍,李博.非隔离型低电流纹波高电压增益软开关dc-dc变换器[p].天津市：cn111464028a,2020-07-28.
[0007]
[3]卢鹏飞.一种软开关buck变换器及其控制方法[p].广东省：cn111224545a,2020-06-02.


技术实现要素：

[0008]
针对现有技术中存在的缺陷，本发明的目的是实现开关准z源双向直流变换器在全增益范围与负载范围内的软开关，提高其运行效率与功率密度，从而提高电动汽车多源系统的整体性能。
[0009]
为达到以上目的，本发明采用的技术方案是：一种电感参数设计以及变开关频率控制方法，包括以下步骤：
[0010]
(1)根据变换器的额定运行工况范围，计算满足在基本开关频率下全工况范围内所有功率开关零电压开通条件的总等效并联电感量
[0011]
(2)根据变换器的实时运行工况与所确定的总等效并联电感量，计算满足所有同步整流管准零电流关断的开关频率，以此在传统电压闭环的基础上对开关频率进行调节。
[0012]
(3)基于变开关频率控制，计算低压侧与高压侧电感的具体取值，令额定功率等级下低压侧电感电流连续。
[0013]
进一步，步骤(1)中，根据基本开关频率f
s0
、工况范围内最大升压增益m
max
、最大高压侧电流i
high_max
、高压侧电压u
high
进行电感参数设计。在基本开关频率下，为使变换器在全工况范围内所有功率开关管均为零电压开通，根据下式计算变换器低压侧电感l1与高压侧电感l2的等效并联电感l。
[0014][0015]
进一步，步骤(2)中，在传统的电压闭环控制基础上，根据变换器升压增益m、高压侧电流i
high
、保留的电流裕量δ(δ》0)对开关频率进行实时计算与调节。为使变换器中所有开关管为零电压开通且同步整流管为零电流关断，根据下式确定开关频率fs。
[0016][0017]
进一步，步骤(3)中，根据已确定的总等效并联电感量l、电流裕量δ、工况范围内最小升压增益m
min
、最大高压侧电流i
high_max
计算低压侧电感l1与高压侧电感l2的电感值。为使变换器实现软开关运行，并且在额定功率等级下低压侧电感电流始终连续，根据下式选择低压侧电感l1与高压侧电感l2的电感值。
[0018][0019]
本发明的效果在于：
[0020]
1.通过对电感参数进行设计使变换器在所给定的开关频率下实现全工况范围内所有开关管的零电压开通，避免变换器运行中开关管的开通损耗，提高变换器的运行效率；
[0021]
2.通过变开关频率控制使变换器中的开关管在工况变化时也能始终接近三角形导通模式工作，从而实现同步整流管的准零电流关断，避免变换器中同步整流管中的反向恢复损耗，进一步提升变换器在运行工况范围内的运行效率；
[0022]
3.保留了开关准z源双向直流变换器所具有的低电压应力、宽增益范围的特点，无需额外的元器件与辅助电路，降低变换器在每个开关周期内的开关损耗，使变换器的运行
效率与功率密度得到进一步提升。
附图说明
[0023]
图1电动汽车多源系统结构
[0024]
图2开关准z源双向直流变换器拓扑
[0025]
图3本发明步骤示意图
[0026]
图4控制系统框图
[0027]
图5开关准z源双向直流变换器升压模式工作模态(a)s1s2s3＝000；(b)s1s2s3＝100；(c)s1s2s3＝000；(d)s1s2s3＝011；
[0028]
图6升压模式功率开关电压、电流实验波形(a)主功率管q1；(b)同步整流管q2；(c)同步整流管q3；
[0029]
图7开关准z源双向直流变换器降压模式工作模态(a)s1s2s3＝000；(b)s1s2s3＝011；(c)s1s2s3＝000；(d)s1s2s3＝100；
[0030]
图8降压模式功率开关电压、电流实验波形(a)同步整流管q1；(b)主功率管q2；(c)主功率管q3；
[0031]
上述如图中主要符号名称：p
sc
、p
bat
、p
load
分别表示超级电容储能单元、动力电池储能单元、母线负载的功率；u
low
、u
high
分别为变换器的低压侧、高压侧电压；q1、q2、q3为变换器中的功率开关管，s1、s2、s3分别为q1、q2、q3的门极信号，c
s1
、c
s2
、c
s3
分别为q1、q2、q3的寄生电容，c
low
、c
high
分别为变换器低压侧、高压侧电容；l1、l2分别为变换器低压侧与高压侧的电感；i
l1
、i
l2
分别为l1、l2的电感电流，且在双向工作模式下的方向分别如图5、图6中所示；u
ref
、i
high
分别为变换器的高压侧电压的给定值与高压侧电流；d、fs分别为主功率开关管工作的占空比与开关频率，u
ds1-u
ds3
、i
ds1-i
ds3
分别为功率开关q
1-q3上的电压与电流。
具体实施方式
[0032]
下面结合附图描述本发明的一个具体实施例，并进一步说明本发明的技术方案原理和效果。
[0033]
电动汽车的多源系统如图1所示，其中开关准z源接口超级电容与直流母线，实现功率的双向流动，并匹配动态波动的超级电容电压u
low
与稳定的直流母线电压u
high
。开关准z源双向直流变换器的拓扑如图2所示，其中q2、q3的门极信号相同，与q1互补且保留死区。升压模式下q1作为主功率管工作，q2、q3为同步整流管；降压模式下q2、q3作为主功率管工作，q1为同步整流管。
[0034]
下面结合图3所示的步骤流程图与图4所示的开关准z源双向直流变换器控制系统，针对如下表所示的运行工况范围，对本发明实施例的步骤进行具体说明。
[0035]
表1运行工况
[0036]
[0037]
根据步骤(1)，首先由低压侧电压与高压侧电压范围计算运行工况内的最大升压增益
[0038]mmax
＝6
ꢀꢀꢀ
(8)
[0039]
由额定运行功率pn与高压侧电压u
high
计算最大高压侧电流
[0040][0041]
为使变换器在全工况范围内所有功率开关管均为零电压开通，根据最大升压增益、最大高压侧电流、基本开关频率、高压侧电压，计算出令f
s0
＝36khz时所有开关管在额定工况范围内零电压开通的总等效并联电感量l的取值范围
[0042][0043]
根据上式选取l＝57.7μh，即
[0044][0045]
步骤(1)的原理如下：
[0046]
功率开关管的零电压开通条件是在驱动信号之前为开关管的寄生电容提供反向放电电流。寄生电容完全放电后，端电压下降至零，实现零电压开通，避免开通损耗。对开关准z源双向直流变换器的工作模态进行分析，同步整流管由于反向导通工作因此总为零电压开通。电感电流在升压、降压运行模式下的参考方向分别如图3、图4所示，则升压模式下主功率开关管q1的导通电流i
s1_boost
与电感电流最小值i
l1_min
、i
l2_min
的关系如下
[0047]is1_boost
＝i
l1_min
i
l2_min
ꢀꢀꢀ
(12)
[0048]
而降压模式下主功率开关管q2，q3的导通电流i
s2_buck
、i
s3_buck
分别为
[0049][0050]
因此变换器双向工作模式下所有开关管的零电压开通条件为电路中两电感电流的最小值之和小于零，即
[0051]il1_min
i
l2_min
《0
ꢀꢀꢀ
(14)
[0052]
由上式推导得出总等效并联电感量l的取值范围
[0053][0054]
根据步骤(2)，为使变换器中所有开关管为零电压开通且同步整流管为零电流关断，设计如图6所示的控制系统。电压闭环控制使高压侧电压稳定在300v。通过获取不同运行工况下的变换器输入、输出电压与电流，计算开关频率，其中保留电流裕量δ＝2a
[0055][0056]
将上式计算出的开关频率经低通滤波器与步长限幅输入到脉宽调制模块，对功率开关管进行开关频率的调节，实现变换器在表1所示工况范围内所有开关管的零电压开通与所有同步整流管的准零电流关断，开关频率的调节范围约为30khz-180khz。
[0057]
步骤(2)的原理如下：
[0058]
升压模式下同步整流管q2，q3的关断电流i
s2_boost
、i
s3_boost
以及降压模式下同步整流管q1的关断电流i
s1_buck
与电感电流存在如下关系
[0059][0060][0061]
为保证主功率管的寄生电容被完全放电，实现zvs开通，保留一定电流裕量δ(δ》0)。则当下式成立，同步整流管为准零电流关断。
[0062]il1_min
i
l2_min
δ＝0
ꢀꢀꢀ
(19)
[0063]
由上式可推导得出开关频率的计算表达式。
[0064]
根据步骤(3)，为保证变换器在变开关频率控制下工作时，在额定运行工况范围内所有开关管始终为零电压开通，同步整流管为准零电流关断，并且额定功率等级下低压侧电感电流连续。根据总等效并联电感量l、电流裕量δ、工况范围内最小升压增益m
min
、最大高压侧电流i
high_max
计算电感l1、l2的取值范围
[0065][0066]
由上式确定电感量l1＝147μh，l2＝95μh。
[0067]
步骤(2)的原理如下：
[0068]
在变开关频率控制下，计算出变换器低压侧电感电流的纹波θ1[0069][0070]
由上式可知，功率等级不变时低压侧电感电流的纹波与电压增益呈反相关。为保证额定功率等级下全增益范围内的低压侧电流连续，由(16)计算出电感值需满足
[0071][0072]
由于总等效并联电感量l已确定，联立可得出电感l1、l2的取值范围。
[0073]
下面对本发明实施例的实施效果进行说明。根据能量流动方向，对变换器在升压、降压运行模式下的工作模态分别进行说明。
[0074]
一、升压模式
[0075]
开关准z源双向直流变换器运行在升压模式时，一个开关周期内变换器共经历4个工作模态，对应的拓扑电流流通路径如图5所示。图6为功率开关电压电流波形。在下述模态开始前，变换器中功率开关q1关断，q2、q3导通。
[0076]
模态1：当s1s2s3＝000时，功率开关q2、q3准零电流关断，寄生电容c
s2
、c
s3
进行充电，同时c
s1
放电，拓扑的电流流通路径如图5(a)所示。该模态内储能电容c1、c2、c
high
的电压视为不变。当c
s2
、c
s3
充电结束，即q2、q3完全关断，c
s1
完全放电，q1内部的续流二极管导通。
[0077]
模态2：当s1s2s3＝100时，功率开关q1零电压开通，电感l1由低压侧直流源充电储能，拓扑的电流流通路径如图5(b)所示。电感l2和电容c2由c1充电，高压侧负载由高压侧电容c
high
供能。
[0078]
模态3：当s1s2s3＝000时，功率开关q1关断。寄生电容c
s1
充电，同时c
s2
、c
s3
放电。当c
s1
充电结束，c
s2
、c
s3
完全放电，q2、q3内部的续流二极管导通。拓扑的电流流通路径如图5(c)
所示。
[0079]
模态4：当s1s2s3＝001时，功率开关q2、q3反向零电压导通，拓扑的电流流通路径如图5(d)所示。低压侧直流源为l1、c1充电储能，并与c2串联为高压侧供能。电感l2放电，q2、q3的导通电流随电感电流变化而逐渐减小，该模态结束前q2、q3的续流二极管零电流关断。
[0080]
二、降压模式
[0081]
开关准z源双向直流变换器运行在降压模式时，一个开关周期内变换器共经历4个工作模态，对应的拓扑电流流通路径如图7所示。图8为功率开关电压电流波形。在下述模态开始前，变换器中功率开关q1导通，q2、q3关断。
[0082]
模态1：当s1s2s3＝000时，功率开关q1准零电流关断。寄生电容c
s1
进行充电，同时c
s2
、c
s3
放电。拓扑的电流流通路径如图7(a)所示。该模态内储能电容c1、c2、c
high
的电压视为不变。当c
s1
充电结束，即q1完全关断，c
s2
、c
s3
完全放电，q2、q3内部的续流二极管导通。
[0083]
模态2：当s1s2s3＝011时，功率开关q2、q3零电压开通，拓扑的电流流通路径如图7(b)所示。电容c1为电感l1充电储能并为低压侧负载供能，电容c2和电感l2由高压侧直流源充电。
[0084]
模态3：当s1s2s3＝000时，功率开关q2、q3关断，拓扑的电流流通路径如图7(c)所示。寄生电容c
s2
、c
s3
充电，c
s1
同时进行放电。当c
s2
、c
s3
充电结束，即q2、q3完全关断，c
s1
完全放电，q1内部的续流二极管导通。
[0085]
模态4：当s1s2s3＝100时，功率开关q1反向零电压导通，拓扑的电流流通路径如图7(d)所示。电感l2与电容c2串联为c1充电。电感l1放电，q1的导通电流随电感电流变化而逐渐减小，该模态结束前q1的续流二极管零电流关断。
[0086]
本实施例获得的实验结果可以说明
[0087]
1.变换器中所有开关管在升压、降压工作模式均为零电压开通，因此避免了变换器运行中开关管的开通损耗；
[0088]
2.变换器在升压工作模式下，同步整流管q2、q3的续流二极管零电流关断；降压工作模式下，同步整流管q1的续流二极管零电流关断。因此同步整流管实现准零电流关断，避免了反向恢复损耗；
[0089]
3.变换器中未添加额外的元器件与辅助电路，不改变变换器的稳态特性，而避免了功率开关的开通损耗与关断时反向恢复损耗，进而提升变换器的运行效率与功率密度。
[0090]
本发明可以用其它具体形式来实施，而不脱离其精神或本质特征。所描述的实施例在所有方面都被认为仅是说明性的而非限制性的,例如：
[0091]
1)应用拓扑包括各类含有开关准z源网络的变换器；
[0092]
2)控制系统中的占空比控制环节不限于电压闭环；
[0093]
3)电感设计时的电流纹波指标；
[0094]
4)各种参数的选择等。
[0095]
因此，本发明的范围由所附权利要求书而非上述描述来指示。落入权利要求的等效技术方案的意义和范围中的所有变化都包含在其范围之中。