一种接收端高阶LC补偿的磁谐振无线电能传输系统

一种接收端高阶lc补偿的磁谐振无线电能传输系统
技术领域
1.本发明涉及无线电能传输技术领域，更具体地，涉及一种接收端高阶lc补偿的磁谐振无线电能传输系统。


背景技术：

2.无线电能传输技术相比于有线电能传输具有稳定、安全、避免端口老化磨损、降低电弧和漏电风险、受潮湿粉尘等恶劣环境影响小的优点；通常，在无线电能传输系统中，为了实现收发线圈电感同频共振以及提高系统能量传输功率与效率，需通过在收发电路增加补偿网络的形式对收发线圈同时进行补偿。补偿网络在磁谐振耦合式无线电能传输系统中起着至关重要的作用，对收发机构双边补偿网络参数进行配置，可改变系统等效阻抗特性，从而最大限度的降低系统的无功功率，进而提高系统整体的功率因数和增加收发线圈之间的耦合度，但目前lcc-s和lcc-ccl复合式谐振补偿网络拓扑结构传输效率仍有提升空间。
3.现有技术的一种lcc-s型无线电能传输系统及参数设计方法，在轻载情况下系统传输效率相对较低，并且系统传输稳定性差，随着负载增大，系统传输效率迅速下降，在利用无线电能传输对电池充电时，不能适用于电池充电过程中的变负载充电模式。


技术实现要素：

4.本发明为克服上述技术问题，提供的一种系统传输效率和稳定度更高的接收端高阶lc补偿的磁谐振无线电能传输系统。
5.本发明技术方案如下：
6.一种接收端高阶lc补偿的磁谐振无线电能传输系统，包括：发射端和接收端；
7.所述发射端包括发射端补偿网络和发射线圈，发射端补偿网络连接发射线圈，交流信号输入发射端补偿网络，通过发射端补偿网络使得发射线圈中的电流呈现恒流特性，发射线圈通过磁耦合将电能传输到接收线圈；
8.所述接收端包括接收线圈和接收端补偿网络，接收端补偿网络包括具有若干阶lc的高阶lc结构；接收线圈连接接收端补偿网络，接收线圈接收发射线圈发出的电能，通过接收端补偿网络稳定传输效率。
9.本技术方案提出了一种接收端高阶lc补偿的磁谐振无线电能传输系统，包括发射端和接收端，发射端为lcc串并联谐振结构，接收端设有高阶lc结构；其中，发射线圈电流仅与输入电压和发射端补偿网络中的参数有关，而与负载无关，当负载在理想状态下发生变化时，发射线圈的电流不会发生变化，发射线圈的恒定电流可使系统保持稳定的传输特性；接收端中，在高阶lc结构中lc数量为奇数时，接收端的输出表现出恒定电流特性，在高阶lc结构中lc数量为偶数时，接收端的输出表现出恒定电压特性；因此当负载变化时，接收端高阶lc补偿的磁谐振无线电能传输系统相比传统lcc-s和lcc-ccl拓扑结构具有更高的效率平稳度，并且在轻载时的效率远高于传统拓扑。
10.进一步地，发射端补偿网络为lcc串并联谐振网络，发射端补偿网络包括与发射线
圈串联的电容c
t
、与发射线圈并联的电容c
p
和与发射线圈并联的电感l
p
，发射端还包括逆变电路，逆变电路的输入端连接直流电源，逆变电路的输出端连接发射端补偿网络，逆变电路将直流输入转化成交流信号输出。
11.进一步地，所述逆变电路为全桥逆变电路，逆变电路包括mos管q1、mos管q2、mos管q3和mos管q4；mos管q1的漏极和mos管q3的漏极连接，mos管q2的源极和mos管q4的源极连接，mos管q1的源极连接mos管q2的漏极，mos管q3的源极连接mos管q4的漏极，mos管q3的漏极和mos管q2的源极作为逆变电路的输入端，mos管q1的源极和mos管q4的漏极作为逆变电路的输出端；mos管q1、mos管q2、mos管q3和mos管q4均为n型mos管，mos管q1、mos管q2、mos管q3和mos管q4的栅极均连接pwm信号。
12.进一步地，所述接收端还包括整流电路，整流电路的输入端连接高阶lc结构的输出端，整流电路的输出端连接负载。
13.进一步地，所述整流电路为全桥整流电路，整流电路包括二极管d
r1
、二极管d
r2
、二极管d
r3
和二极管d
r4
；二极管d
r1
的负极连接二极管d
r2
的负极，二极管d
r3
的正极连接二极管d
r4
的正极，二极管d
r1
的正极连接二极管d
r3
的负极，二极管d
r2
的正极连接二极管d
r4
的负极；二极管d
r1
的正极和二极管d
r4
的负极作为整流电路的输入端，二极管d
r3
的正极和二极管d
r2
的负极作为整流电路的输出端。
14.进一步地，所述整流电路还包括整流电容co，整流电容co两端分别连接整流电路的两输出端。
15.上述技术方案中，通过整流电容co对二极管输出的高频馒头波变换为直流电输送给负载设备使用。
16.进一步地，所述整流电容co为极性电容，整流电容co的正极连接二极管d
r2
的负极，整流电容co的负极连接二极管d
r3
的正极。
17.进一步地，接收端补偿网络中的高阶lc结构中包括二至十阶lc结构，每一阶lc结构包括一个电容和一个电感，电容具有电容的第一连接端和第二连接端，电感具有电感的第一连接端和第二连接端，每一阶lc结构电容的第二连接端与电感的第一连接端连接；相邻两阶lc结构连接关系为：第二阶lc中电容的第二连接端连接上一阶lc电感的第一连接端，第二阶lc中电容的第一连接端连接上一阶lc电容的第一连接端；高阶lc结构中的第一阶lc结构的电容第一连接端和电容第二连接端作为高阶lc结构的输入端，高阶lc结构中的最后一阶lc结构的电容第一连接端和电感的第二连接端作为高阶lc结构的输出端。
18.进一步地，系统中每一个网孔电抗之和为零，系统工作在谐振状态；根据kvl方程，接收端回路在谐振状态下有以下关系：
[0019][0020]
其中，u
in
为发射端输入电压，i
t
为发射线圈电流，z
cp
为发射端补偿网络中的电容c
p
的容抗，i
in
为发射端输入电流，ir为接收线圈电流，r
l
为接收端的负载，io为接收端的输出电流，i
n-1
为第n-1阶lc结构的电流，zm为互感阻抗，cn为第n阶lc结构的电容，ln为第n阶lc结构的电感，z
cn
为cn的容抗，z
ln
为ln的感抗，ω为电路的谐振角频率；
[0021]
发射端的输入电流i
in
表达式为：
[0022][0023]
发射线圈电流i
t
表达式为：
[0024][0025]
从发射线圈电流i
t
表达式可知，发射线圈电流i
t
仅与输入电压和发射端补偿网络中的电容c
p
有关，而与负载无关；发射线圈的恒定电流使系统保持稳定的传输特性；
[0026]
接收线圈电流ir表达式为：
[0027][0028]
接收端的输出电流io表达式为：
[0029][0030]
由输出电流io的表达式可知，当高阶lc结构的阶数n为奇数时，该电路拓扑族的拓扑输出电流与负载无关，并表现出恒定的电流特性；当高阶lc结构的阶数n为偶数时，该电路拓扑族接收端输出电压与负载无关，并表现出恒定的电压特性。
[0031]
进一步地，接收端补偿网络中的高阶lc结构为二阶lc结构，发射端还包括与输入电源串联的电感l
p
，发射端和接收端共有五个网孔，对五个电压网孔列写kvl方程：
[0032][0033][0034]uin
＝r1i
in-z
cp
cio＝r1di
o-z
cp
cio＝(r1d-z
cp
c)io＝eio[0035][0036]
求解得接收端补偿网络中的高阶lc结构为二阶lc结构的磁谐振无线电能传输系统的效率表达式为：
[0037][0038]
其中，zm为互感阻抗，u
in
为发射端输入电压，i
t
为发射线圈电流，z
cp
为发射端补偿网络中的电容c
p
的容抗，z
lp
为电感l
p
的感抗，i
in
为发射端输入电流，ir为接收线圈电流，z
cn
为第n阶lc结构的电容容抗，z
ln
为ln的感抗，r
l
为接收端的负载，io为接收端的输出电流，i
n-1
为第n-1阶lc结构的电流，r1、r2、r3、r4和r5均为线路等效电阻。
[0039]
本发明提出了一种接收端高阶lc补偿的磁谐振无线电能传输系统，包括发射端和
接收端，发射端为lcc串并联谐振结构，接收端设有高阶lc结构；与现有技术相比，本发明的有益效果是：发射线圈电流仅与输入电压和发射端补偿网络中的参数有关，而与负载无关，当负载在理想状态下发生变化时，发射线圈的电流不会发生变化，发射线圈的恒定电流可使系统保持稳定的传输特性；接收端中，在高阶lc结构中lc数量为奇数时，接收端的输出表现出恒定电流特性，在高阶lc结构中lc数量为偶数时，接收端的输出表现出恒定电压特性；因此当负载变化时，接收端高阶lc补偿的磁谐振无线电能传输系统相比传统lcc-s和lcc-ccl拓扑结构具有更高的效率平稳度，并且在轻载时的效率远高于传统拓扑。
附图说明
[0040]
图1为接收端高阶lc补偿的磁谐振无线电能传输系统示意图；
[0041]
图2为传统的lcc-s和lcc-ccl复合式谐振补偿网络拓扑结构示意图；
[0042]
图3为接收端高阶lc补偿的磁谐振无线电能传输系统电路拓扑族示意图；
[0043]
图4为接收端高阶lc补偿的磁谐振无线电能传输系统等效电路模型示意图；
[0044]
图5为具有二阶lc结构的磁谐振无线电能传输系统等效电路模型示意图；
[0045]
图6为本发明与传统lcc-s结构传输效率随负载变化仿真曲线图；
[0046]
图7为本发明与传统lcc-s结构传输效率随负载变化实验曲线图。
具体实施方式
[0047]
为清楚地说明本发明接收端高阶lc补偿的磁谐振无线电能传输系统，结合实施例和附图对本发明作进一步说明，但不应以此限制本发明的保护范围。
[0048]
实施例1
[0049]
一种接收端高阶lc补偿的磁谐振无线电能传输系统，如图1所示，包括：发射端和接收端；
[0050]
所述发射端包括发射端补偿网络和发射线圈l
t
，发射端补偿网络连接发射线圈l
t
，交流信号输入发射端补偿网络，发射端补偿网络将输入的电能转化为高频电压与电流信号，高频电压与电流信号输入发射线圈l
t
，发射线圈l
t
发出电能，通过发射端补偿网络使得发射线圈中的电流呈现恒流特性，发射线圈通过磁耦合将电能传输到接收线圈；；
[0051]
所述接收端包括接收线圈lr和接收端补偿网络，接收端补偿网络包括具有若干阶lc的高阶lc结构；接收线圈lr连接接收端补偿网络，接收线圈lr接收发射线圈l
t
发出的电能，通过接收端补偿网络稳定传输效率。
[0052]
本实施例提出了一种接收端高阶lc补偿的磁谐振无线电能传输系统，包括发射端和接收端，发射端为lcc串并联谐振结构，接收端设有高阶lc结构；其中，发射线圈电流仅与输入电压和发射端补偿网络中的参数有关，而与负载无关，当负载在理想状态下发生变化时，发射线圈的电流不会发生变化，发射线圈的恒定电流可使系统保持稳定的传输特性；接收端中，在高阶lc结构中lc数量为奇数时，接收端的输出表现出恒定电流特性，在高阶lc结构中lc数量为偶数时，接收端的输出表现出恒定电压特性；因此当负载变化时，接收端高阶lc补偿的磁谐振无线电能传输系统相比传统lcc-s和lcc-ccl拓扑结构具有更高的效率平稳度，并且在轻载时的效率远高于传统拓扑。
[0053]
实施例2
[0054]
在实施例1的基础上，如图1所示，本实施例发射端补偿网络为lcc串并联谐振网络，发射端还包括逆变电路，逆变电路的输入端连接直流电源，逆变电路的输出端连接发射端补偿网络，逆变电路将直流输入转化成交流信号输出。所述逆变电路为全桥逆变电路，逆变电路包括mos管q1、mos管q2、mos管q3和mos管q4；mos管q1的漏极和mos管q3的漏极连接，mos管q2的源极和mos管q4的源极连接，mos管q1的源极连接mos管q2的漏极，mos管q3的源极连接mos管q4的漏极，mos管q3的漏极和mos管q2的源极作为逆变电路的输入端，mos管q1的源极和mos管q4的漏极作为逆变电路的输出端。mos管q1、mos管q2、mos管q3和mos管q4均为n型mos管，mos管q1、mos管q2、mos管q3和mos管q4的栅极均连接pwm信号。mos管q1、mos管q2、mos管q3和mos管q4的型号均为fqpf12n60。
[0055]
本实施例所述接收端还包括整流电路，整流电路的输入端连接高阶lc结构的输出端，整流电路的输出端连接负载。所述整流电路为全桥整流电路，整流电路包括二极管d
r1
、二极管d
r2
、二极管d
r3
和二极管d
r4
；二极管d
r1
的负极连接二极管d
r2
的负极，二极管d
r3
的正极连接二极管d
r4
的正极，二极管d
r1
的正极连接二极管d
r3
的负极，二极管d
r2
的正极连接二极管d
r4
的负极；二极管d
r1
的正极和二极管d
r4
的负极作为整流电路的输入端，二极管d
r3
的正极和二极管d
r2
的负极作为整流电路的输出端。所述整流电路还包括整流电容co，整流电容co两端分别连接整流电路的两输出端。所述整流电容co为极性电容，整流电容co的正极连接二极管d
r2
的负极，整流电容co的负极连接二极管d
r3
的正极。
[0056]
本实施例中接收端补偿网络中的高阶lc结构中包括二至十阶lc结构，每一阶lc结构包括一个电容和一个电感，电容具有电容的第一连接端和第二连接端，电感具有电感的第一连接端和第二连接端，每一阶lc结构电容的第二连接端与电感的第一连接端连接；相邻两阶lc结构连接关系为：第二阶lc中电容的第二连接端连接上一阶lc电感的第一连接端，第二阶lc中电容的第一连接端连接上一阶lc电容的第一连接端；高阶lc结构中的第一阶lc结构的电容第一连接端和电容第二连接端作为高阶lc结构的输入端，高阶lc结构中的最后一阶lc结构的电容第一连接端和电感的第二连接端作为高阶lc结构的输出端。
[0057]
实施例3
[0058]
无线电能传输系统中为了实现接收线圈和发射线圈电感同频共振以及提高系统能量传输功率与效率，需通过在收发机构增加补偿网络的形式对收发线圈同时进行补偿。补偿网络在磁谐振耦合式无线充电系统中起着至关重要的作用，对收发机构双边补偿网络参数进行配置，可改变系统等效阻抗特性，从而最大限度的降低系统的无功功率，进而提高系统整体的功率因数和增加收发线圈之间的耦合度。补偿网络根据收发机构双边补偿网络串并联组合方式的不同，共有四种基本拓扑结构s-s、s-p、p-p、p-s。由于基本拓扑结构存在一定局限性，因此就在基本型拓扑结构之上引入了复合式谐振拓扑结构，主要有：lcl-s型、lcc-s型、lcl-lcl型、lcc-lcc型等拓扑结构。
[0059]
现有补偿网络与本发明相似的是lcc-s型和lcc-ccl型复合式谐振拓扑结构，lcc-s和lcc-ccl复合式谐振补偿网络拓扑结构示意图如图2所示，lcc-s和lcc-ccl复合式谐振补偿网络存在如下缺点：
[0060]
1、轻载情况下，系统传输效率相对较低。
[0061]
2、系统传输效率稳定性较差。随着负载增大，系统传输效率迅速下降，不能适用于电池充电过程中的变负载充电模式。
[0062]
本实施例提出一组接收端高阶lc补偿的磁谐振无线电能传输系统的电路拓扑族，电路拓扑族的电路结构如图3所示，所述电路拓扑族包括发射端的发射端补偿网络以及发射线圈，和接收端的接收线圈、接收端补偿网络，发射端补偿网络为lcc串并联谐振网络，接收端补偿网络为c(lc)n谐振网络，选择不同的n值对应不同的拓扑结构；因此本实施例的一组接收端高阶lc补偿的磁谐振无线电能传输系统的电路拓扑族可以被称为lcc-c(lc)n高阶拓扑族。
[0063]
接收端补偿网络包括具有若干阶lc的高阶lc结构和接收端补偿电容cr，接收端补偿电容cr连接高阶lc结构的输入端；
[0064]
高阶lc结构中包括n阶lc结构，每一阶lc结构包括一个电容和一个电感，电容具有电容的第一连接端和第二连接端，电感具有电感的第一连接端和第二连接端，每一阶lc结构电容的第二连接端与电感的第一连接端连接；相邻两阶lc结构连接关系为：第二阶lc中电容的第二连接端连接上一阶lc电感的第一连接端，第二阶lc中电容的第一连接端连接上一阶lc电容的第一连接端；高阶lc结构中的第一阶lc结构的电容第一连接端和电容第二连接端作为高阶lc结构的输入端，高阶lc结构中的最后一阶lc结构的电容第一连接端和电感的第二连接端作为高阶lc结构的输出端。接收端补偿电容cr连接电容第二连接端。
[0065]
在整个磁谐振无线电能传输系统中，谐振网络在电能传输过程中起到承上启下的作用，对于发射端的lcc串并联谐振网络，其主要的作用是将电源所输入的电能通过lcc串并联谐振网络转化为所需的高频电压与电流信号，加载到发射线圈中，进而高效的将电能发射出去。通过合理的设计lcc串并联谐振网络的电感、电容参数，提高其可靠性与适应性。另一方面，对于接收端，通过合理设计接收线圈的电感值与尺寸，并合理选择接收端的c(lc)n谐振网络参数，可使得系统传输效率稳定度提高，当负载变化时保证传输效率的稳定。
[0066]
图3中输入的交流信号通过逆变电路发出，逆变电路如图1所示，逆变电路的输入端连接直流电源，逆变电路的输出端连接发射端补偿网络，逆变电路将直流输入转化成交流信号输出；所述逆变电路为全桥逆变电路，逆变电路包括mos管q1、mos管q2、mos管q3和mos管q4；mos管q1的漏极和mos管q3的漏极连接，mos管q2的源极和mos管q4的源极连接，mos管q1的源极连接mos管q2的漏极，mos管q3的源极连接mos管q4的漏极，mos管q3的漏极和mos管q2的源极作为逆变电路的输入端，mos管q1的源极和mos管q4的漏极作为逆变电路的输出端。
[0067]
对本实施例的一组接收端高阶lc补偿的磁谐振无线电能传输系统电路拓扑族中的发射端和接收端谐振网络电路特性进行分析，可将图3电路进行等效得到如图4的接收端高阶lc补偿的磁谐振无线电能传输系统等效电路模型。
[0068]
zm为接收线圈和发射线圈之间的互感，式中ω为电路的谐振角频率，zm和其他阻抗的表达式如下：
[0069][0070]
根据kvl方程，接收端回路在谐振状态下有以下关系：
[0071][0072]
在设置补偿网络电感电容参数时，需要保证每一个网孔电抗之和为零，使得系统工作在谐振状态。
[0073][0074][0075][0076][0077]
从发射线圈电流i
t
表达式可知，无论拓扑族的n值如何，该拓扑族的所有拓扑传输线圈都具有相同的表达式，它仅与输入电压和补偿网络中参数有关，而与负载无关。这意味着该拓扑族的拓扑结构具有相同的特性，即当负载在理想状态下发生变化时，传输线圈的电流不会发生变化。该拓扑族发射线圈的恒定电流可使系统保持稳定的传输特性。
[0078]
由接收端的输出电流io的表达式可知。当n为奇数时，输出电流的表达式与互感、
补偿网络参数和输入电压有关，此时，该拓扑族的拓扑输出电流与负载无关，并表现出恒定的电流特性。当n为偶数时，输出电流表达式与互感、补偿网络参数、输入电压和负载有关，且输出电流与输入电压呈正相关，与负载呈负相关。这意味着，当n为偶数时，该拓扑族的拓扑输出电压与负载无关，并表现出恒定的电压特性。
[0079]
考虑到本实施例一组lcc-c(lc)n高阶拓扑族的复杂度，在此仅取n＝0的lcc-s传统拓扑和n＝2的具有二阶lc结构的磁谐振无线电能传输系统的lcc-c(lc)2电路拓扑对系统传输效率进行理论对比分析，lcc-c(lc)2电路拓扑的等效模型如图5具有二阶lc结构的磁谐振无线电能传输系统等效电路模型示意图所示；
[0080]
对五个电压网孔列写kvl方程:
[0081][0082][0083]uin
＝r1i
in-z
cp
cio＝r1di
o-z
cp
cio＝(r1d-z
cp
c)io＝eio[0084][0085]
求解得lcc-c(lc)2电路拓扑的效率表达式为：
[0086][0087]
同理，上述方法求解n＝0的lcc-s传统拓扑，可得：
[0088][0089]
通过matlab仿真效率与负载曲线关系如图6所示，分析可得：(1)当负载变化时，lcc-c(lc)2电路拓扑的传输效率相比传统拓扑lcc-s具有更高的平稳度。(2)lcc-c(lc)2电路拓扑轻载时的效率远高于lcc-s。
[0090]
通过图7本发明与传统lcc-s结构传输效率随负载变化实验曲线图可以看出，在接收端具有二阶lc结构的磁谐振无线电能传输系统与传统lcc-s结构传输效率随负载变化实
验中，当负载变化时，lcc-c(lc)n高阶拓扑族相比传统拓扑具有更高的效率平稳度。lcc-c(lc)n高阶拓扑族在轻载时的效率远高于传统拓扑。
[0091]
实施例4
[0092]
在实施例3的基础上，本实施例发射端还包括逆变电路，接收端还包括整流电路，如图1所示，逆变电路的输入端连接直流电源，输出端连接发射端补偿网络，逆变电路将直流输入转化成交流信号输出；整流电路包括功率二极管d
r1
、二极管d
r2
、二极管d
r3
、二极管d
r4
，滤波电容co，负载r
load
。整流电路的输入端连接高阶lc结构的输出端，整流电路的输出端连接负载。整流电路作用是将接收端高阶lc结构谐振网络接收到的高频交流正弦波经过接收端二极管d
r1
、二极管d
r2
、二极管d
r3
、二极管d
r4
变换为高频馒头波，再经过滤波电容co将高频馒头波变换为直流电输送给负载设备使用。
[0093]
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。