一种四开关升降压变换器的过零点谐振ZVS控制电路的制作方法

一种四开关升降压变换器的过零点谐振zvs控制电路
技术领域
1.本发明涉及空间设备能源技术领域，具体涉及一种四开关升降压变换器的过零点谐振zvs控制电路。


背景技术：

2.近年来，我国航天事业加速发展，空间站、大卫星等空间装备对电力供应的需求越来越高。空间能源的主要获取途径是光伏电池板，且空间能源的主要存储介质是蓄电池。光伏电池板和蓄电池应用时最大的问题时运行时输出电压变化范围较宽，不能满足负载对供电电压的稳定性要求。因此，适用于输入电压在宽范围变化、可实现升降压功能的高效率变换器受到了广泛关注。其中，一种称为四开关升降压变换器拓扑具有开关器件电压/电流应力低、无源元件少、效率高等优点，具有广泛的应用前景。
3.为了充分发挥四开关升降压变换器的拓扑优势，提高电源的功率密度和效率，近年来国内外的学者和机构对该拓扑的控制策略做了深入的研究。大体可以分为硬开关多模式pwm调制策略和四边形电感电流软开关(zvs)调制策略两大类。硬开关控制时序相对简单，但开关器件的损耗较高，不适合用于高频高功率密度应用。


技术实现要素：

4.本发明的目的在于提供一种四开关升降压变换器的过零点谐振zvs控制电路，以解决上述背景技术中提出的问题。
5.为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
6.一种四开关升降压变换器的过零点谐振zvs控制电路，所述四开关升降压变换器包括开关器件q1、q2、q3、q4和电感l，所述控制电路包括第一比较器、包括第二比较器、包括第三比较器、包括第四比较器、包括第五比较器、第一多路选择开关、第二多路选择开关、第一触发器、第二触发器、第一死区计数器、第二死区计数器、电流基准单元、延时单元以及反相器；
7.所述第一比较器的负极端以四开关升降压变换器的实际输出电压vo作为输入，正极端以给定输出电压vo′
作为输入并与第二比较器的正极端相接，输出端与第三比较器的正极端相接；
8.所述第二比较器的负极端以四开关升降压变换器的输入电压vi作为输入，输出端分别与第一多路选择开关和第二多路选择开关的控制端相接；
9.所述第三比较器的负极端、第四比较器的正极端、第五比较器的正极端相接并以电感电流i
l
作为输入；
10.所述第三比较器的输出端与第一多路选择开关的输入端相接，所述第一多路选择开关的第一输出端与第一触发器的r极连接、第二输出端与第二触发器的r极连接；
11.所述第四比较器的负极端连接有输出电流值为i0的恒流源、输出端分别与第二触发器的s极以及延时单元的输入端相接，所述延时单元的输出端与第一触发器的s极连接；
12.所述第五比较器的负极端接地且输入电流为零，输出端与第二多路选择开关的输入端连接，所述第二多路选择开关的第一输出端通过反相器与第一触发器的r极相接、第二输出端与第二触发器的r极相接；
13.所述第一触发器、第二触发器的q极分别与第一死区计数器、第二死区计数器的输入端连接；
14.所述第一死区计数器的输出端用于控住开关器件q1和q2的通断，所述第二死区计数器的输出端用于控住开关器件q3和q4的通断。
15.进一步地，所述四开关升降压变换器还包括电源vs、电容c0以及电阻r
l
；所述开关器件q1的漏极与电源vs的正极端连接、源极与开关器件q2的漏极连接，所述开关器件q2的源极与电源vs的负极端以及开关器件q4的源极连接，所述开关器件q4的漏极与开关器件q3的源极连接，所述电感l的一端与开关器件q1、q2的公共端连接、另一端与开关器件q3、q4的公共端连接，所述电容c0的一端与开关器件q4的源极连接、另一端与开关器件q3的漏极连接，所述电阻r
l
的与电容c0的两端并联。
16.进一步地，所述第一比较器通过比较输出电压vo以及给定电压vo′
的误差值产生电感电流峰值参考信号，并输出至第三比较器的正极端；
17.所述第二比较器通过比较输入电压vi和输出电压vo产生多路开关极性选择信号，并输出至第一多路选择开关和第二多路选择开关的控制端。
18.进一步地，所述第三比较器用于比较电感电流i
l
与电感电流峰值参考信号值，当电感电流i
l
高于电感电流峰值参考信号值时，第三比较器输出高电平；其具体控制过程为：
19.当vi》vo时，第一多路选择开关将第三比较器的输出端连接至第一触发器的r极，进而控制开关器件q1关断；
20.当vi《vo时，第一多路选择开关将第一比较器的输出端连接至第二触发器的r极，进而控制开关器件q4关断。
21.进一步地，所述第四比较器用于比较电感电流i
l
与恒流源的电流值i0,当i
l
《i0时，第四比较器输出高电平至第一触发器和第二触发器的s极；其具体控制过程为：
22.第一触发器的s极连接有延时单元，第四比较器输出的高电平首先经过第二触发器输出至第二死区计数器，插入死区后控制开关器件q4开通；然后延时t时间后，第四比较器输出的高电平经过第一触发器输出至第一死区计数器，插入死区后控制开关器件q1开通。
23.进一步地，所述第五比较器用于检测电感电流i
l
的过零点，当i
l
》0时，第五比较器输出高电平，反之输出低电平；其具体控制过程为：
24.当vi》vo时，所述第二多路选择开关将第五比较器的输出端连接至第二触发器的r极，且当电感电流i
l
由负变正时，第五比较器输出高电平，控制第二触发器输出低电平，进而控制开关器件q4关断；
25.当vi《vo时，第二多路选择开关将第五比较器的输出经反相器连接至第一触发器的r极，且当电感电流由正变负时，第五比较器输出低电平，控制第一触发器输出低电平，进而控制开关器件q1关断。
26.由以上技术方案可知，本发明针对四开关升降压变换器，使用了电感电流过零点控制方法，打破了zvs电流的限制，在相同输出电流条件下，可降低电感电流有效值，减小电
路损耗；且输出相同的功率能够得到更低的开关频率，有利于开关器件损耗的降低；同时可以在电流过零点关断相应的开关器件，有利于减小开关器件的开关损耗和电压应力，进一步提升电路的转换效率。
附图说明
27.图1是本发明四开关升降压变换器的拓扑图；
28.图2为图1所示电路的工作时序波形图；
29.图3为图1所示电路的换流路径图；
30.图4和图5为电流有效值与电感电流的线性关系图；
31.图6为本发明控制电路的连接示意图；
32.图7为vi》vo时控制电路的开关工作时序图；
33.图8为vi《vo时控制电路的开关工作时序图；
34.图9为本发明控制效果与传统方法的效果对比图。
具体实施方式
35.下面结合附图对本发明的一种优选实施方式做详细的说明，在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明。但是本发明能够以很多不同于在此描述的其他方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似改进，因此本发明不受下面公开的具体实施的限制。
36.如图1所示的四开关升降压变换器的拓扑图，包括电源vs、电容c0、电阻r
l
、开关器件q1、q2、q3、q4以及电感l，具体的，所述开关器件q1的漏极与电源vs的正极端连接、源极与开关器件q2的漏极连接，所述开关器件q2的源极与电源vs的负极端以及开关器件q4的源极连接，所述开关器件q4的漏极与开关器件q3的源极连接，所述电感l的一端与开关器件q1、q2的公共端连接、另一端与开关器件q3、q4的公共端连接，所述电容c0的一端与开关器件q4的源极连接、另一端与开关器件q3的漏极连接，所述电阻r
l
的与电容c0的两端并联；进一步地，本优选实施例所述的开关器件q1、q2、q3、q4自身的源极和漏极均反并联有二极管并通过寄生电容进行连接。
37.具体的，所述四开关升降压变换器的拓扑电路在四边形电感电流调制策略控制下的工作时序波形与换流路径分别如图2和图3所示：
38.在t
0-t1时段，开关器件q1和q4导通，电感两端的电压为输入电源电压vi，电感电流由i0上升到i1时，q4关断；
39.在t
1-t2时段，开关器件q4关断，电感电流对q4的寄生电容充电，对开关器件q3的寄生电容放电，进而使q3两端的电压下降，当q3两端的电压下降到零之后，与q3反并联的二极管导通，该模态结束；
40.在t
2-t3时段，开关器件q3在t2时刻零电压导通，电感l两端的电压等于输入电源电压vi和输出电压vo的差值，当vi》vo时，电感电流线性上升；当vi《vo时，电感电流呈线性下降；
41.在t
3-t4时段，开关器件q1关断，电感电流对q1的寄生电容充电，对开关器件q2的寄生电容放电，q2两端的电压下降，当q2两端的电压下降到零之后，与q2反并联的二极管导通，该模态结束；
42.在t
4-t5时段，开关器件q2在t4时刻零电压导通，电感两端的电压等于-vo，电感电流线性下降到i0时开关器件q3关断；
43.在t
5-t6时段，开关器件q3关断后，电感电流对q3的寄生电容充电，对开关器件q4的寄生电容放电，当q4两端的电压下降到零以后，与q4反并联的二极管导通。
44.在t
6-t7时段，开关器件q4零电压导通，电感两端的电压为零，忽略线路的等效串联电阻，则电感电流一直维持为i0；
45.在t
7-t8时段，开关器件q2关断，电感电流对开关器件q1的寄生电容放电，对q2的寄生电容充电，q1两端的电压线性下降，当q1两端的电压下降到零时，q1零电压导通，开启新的开关周期。
46.根据上述分析可知，为了实现开关器件q1、q2、q3、q4的zvs开通，电感电流应该满足以下约束条件：
[0047][0048]
式中，td是q1和q2以及q3和q4之间的死区时间。
[0049]
另外，在该电路中，输出相同的电流，可以有多种不同的i1和i2电流值组合，其原理如图4所示；通过分析可知，不同的i1和i2组合对应的电流有效值是不同的，有效值越小，则电路的功率损耗越小。因此，在现有技术中采用了最小电感电流有效值控制方法。结合zvs约束条件可知：如图5所示，当输入电压高于输出电压且时，对应的电感电流有效值最小；当输入电压低于输出电压且时，对应的电感电流有效值最小。
[0050]
因此，在vi》vo时，现有技术受到zvs约束条件的限制，i1最小应该取在电感电流为i1时关断q4，q4会产生较大的关断损耗和尖峰电压；同理，在vi《vo时，i2最小应该取在电感电流等于i2时关断q1，q1会产生较大的关断损耗和尖峰电压；另外，由于i1或i2最小值的限制，电感电流有效值较大，电感损耗依然较高。
[0051]
本发明所述的四开关升降压变换器的过零点谐振zvs控制电路包括第一比较器、包括第二比较器、包括第三比较器、包括第四比较器、包括第五比较器、第一多路选择开关、第二多路选择开关、第一触发器、第二触发器、第一死区计数器、第二死区计数器、电流基准单元、延时单元以及反相器；本优选实施例所述的控制电路如图6所示：
[0052]
所述第一比较器的负极端以四开关升降压变换器的实际输出电压vo作为输入，正极端以给定输出电压vo′
作为输入并与第二比较器的正极端相接，输出端与第三比较器的正极端相接；所述第二比较器的负极端以四开关升降压变换器的输入电压vi作为输入，输出端分别与第一多路选择开关和第二多路选择开关的控制端相接；所述第三比较器的负极端、第四比较器的正极端、第五比较器的正极端相接并以电感电流i
l
作为输入；所述第三比较器的输出端与第一多路选择开关的输入端相接，所述第一多路选择开关的第一输出端与第一触发器的r极连接、第二输出端与第二触发器的r极连接；所述第四比较器的负极端连接有输出电流值为i0的恒流源、输出端分别与第二触发器的s极以及延时单元的输入端相接，所述延时单元的输出端与第一触发器的s极连接；所述第五比较器的负极端接地且输入
电流为零，输出端与第二多路选择开关的输入端连接，所述第二多路选择开关的第一输出端通过反相器与第一触发器的r极相接、第二输出端与第二触发器的r极相接；所述第一触发器、第二触发器的q极分别与第一死区计数器、第二死区计数器的输入端连接；所述第一死区计数器的输出端用于控住开关器件q1和q2的通断，所述第二死区计数器的输出端用于控住开关器件q3和q4的通断。
[0053]
上述控制电路的具体工作过程为：
[0054]
(1)所述第一比较器通过比较输出电压vo以及给定电压vo′
的误差值产生电感电流峰值参考信号，并输出至第三比较器的正极端；
[0055]
(2)所述第二比较器通过比较输入电压vi和输出电压vo产生多路开关极性选择信号，并输出至第一多路选择开关和第二多路选择开关的控制端；
[0056]
(3)所述第三比较器用于比较电感电流i
l
与电感电流峰值参考信号值，当电感电流i
l
高于电感电流峰值参考信号值时，第三比较器输出高电平；其具体控制过程为：
[0057]
当vi》vo时，第一多路选择开关将第三比较器的输出端连接至第一触发器的r极，进而控制开关器件q1关断；
[0058]
当vi《vo时，第一多路选择开关将第一比较器的输出端连接至第二触发器的r极，进而控制开关器件q4关断；
[0059]
(4)所述第四比较器用于比较电感电流i
l
与恒流源的电流值i0,当i
l
《i0时，第四比较器输出高电平至第一触发器和第二触发器的s极；其具体控制过程为：
[0060]
第一触发器的s极连接有延时单元，第四比较器输出的高电平首先经过第二触发器输出至第二死区计数器，插入死区后控制开关器件q4开通；然后延时t时间后，第四比较器输出的高电平经过第一触发器输出至第一死区计数器，插入死区后控制开关器件q1开通；
[0061]
(5)所述第五比较器用于检测电感电流i
l
的过零点，当i
l
》0时，第五比较器输出高电平，反之输出低电平；其具体控制过程为：
[0062]
当vi》vo时，所述第二多路选择开关将第五比较器的输出端连接至第二触发器的r极，且当电感电流i
l
由负变正时，第五比较器输出高电平，控制第二触发器输出低电平，进而控制开关器件q4关断；
[0063]
当vi《vo时，第二多路选择开关将第五比较器的输出经反相器连接至第一触发器的r极，且当电感电流由正变负时，第五比较器输出低电平，控制第一触发器输出低电平，进而控制开关器件q1关断。
[0064]
本发明电感电流过零点谐振zvs控制电路的开关工作原理如下：
[0065]
(1)当vi》vo时，工作时序如图7所示，具体过程为：
[0066]
在t
0-t1时段，开关器件q1和q4导通，电感两端的电压为输入电源电压vi，电感电流由i0上升，当电感电流上升到零时，q4关断，且为零电流关断(zcs)；
[0067]
在t
1-t2时段，电感l与开关器件q3、q4的寄生电容在输入电压vi的驱动下产生谐振，谐振电流对q4寄生电容充电，对q3的寄生电容放电，q3两端的电压下降，当q3两端的电压下降到零后，与q3反并联的二极管导通，q3两端的电压被箝位为零，此后q3开通。
[0068]
在t
2-t3时段，开关器件q3在t2时刻零电压导通，电感两端的电压等于输入电源电压vi和输出电压vo的差值，由于vi》vo，电感电流呈线性上升；
[0069]
在t
3-t4时段，开关器件q1关断，电感电流对q1的寄生电容充电，对q2的寄生电容放电，q2两端的电压下降，当q2两端的电压下降到零后，与q2反并联的二极管导通，该模态结束。
[0070]
在t
4-t5时段，开关器件q2在t4时刻零电压导通，电感两端的电压等于-vo，电感电流线性下降到i0时q3关断。
[0071]
在t
5-t6时段，开关器件q3关断，电感电流对q3的寄生电容充电，对开关器件q4的寄生电容放电，当q4两端的电压下降到零以后，与q4反并联的二极管导通；
[0072]
在t
6-t7时段，开关器件q4零电压导通，电感两端的电压为零，忽略线路的等效串联电阻，则电感电流一直维持为i0；
[0073]
在t
7-t8时段，开关器件q2关断，电感电流对开关器件q1寄生电容放电，对q2寄生电容充电，q1两端的电压呈线性下降。当q1两端的电压下降到零时，q1零电压导通，开启新的开关周期。
[0074]
(2)当vi《vo时，工作时序如图8所示，具体过程为：
[0075]
在t
0-t1时段，开关器件q1和q4导通，电感两端的电压为输入电源电压vi，电感电流由i0上升，当电感电流上升到i1时，关断q4；
[0076]
在t
1-t2时段，电感电流对开关器件q4的寄生电容充电，对开关器件q3的寄生电容放电，q3两端的电压下降，当q3两端的电压下降到零之后，与q3反并联的二极管导通，q3两端的电压被箝位为零，此后q3开通；
[0077]
在t
2-t3时段，开关器件q3在t2时刻零电压导通，电感两端的电压等于输入电源电压vi和输出电压vo的差，由于vi《vo，电感电流呈线性下降；
[0078]
在t
3-t4时段，当电感电流下降到零时，开关器件q1零电流关断，电感l与开关器件q1、q2的寄生电容在输出电压vo的驱动下产生谐振，谐振电流对q1的寄生电容充电，对q2的寄生电容放电，q2两端的电压下降，当q2两端的电压下降到零后，与q2反并联的二极管导通，q2两端的电压被箝位为零，此后q2开通，该模态结束；
[0079]
在t
4-t5时段，开关器件q2在t4时刻零电压导通，电感两端的电压等于-vo，电感电流线性下降到i0时q3关断；
[0080]
在t
5-t6时段，开关器件q3关断后，电感电流对q3的寄生电容充电，对开关器件q4的寄生电容放电，当q4两端的电压下降到零以后，与q4反并联的二极管导通，此后q4导通；
[0081]
在t
6-t7时段，开关器件q4零电压导通，电感两端的电压为零，忽略线路的等效串联电阻，则电感电流一直维持为i0。
[0082]
在t
7-t8时段，开关器件q2关断，电感电流对开关器件q1的寄生电容放电，对q2的寄生电容充电，q1两端的电压呈线性下降，当q1两端的电压下降到零时，q1零电压导通，开启新的开关周期。
[0083]
通过本发明所述的控制电路，可以得到如图9所示的电感电流波形，可知本发明使用了电感电流过零点控制方法，打破了zvs电流的限制，在相同输出电流条件下，可降低电感电流有效值，减小电路损耗。同时输出相同的功率，采用本发明的方法将得到更低的开关频率，有利于开关器件损耗的降低。另外，从图7和8可知，使用本发明方法可以在电流过零点关断相应的开关器件，有利于减小开关器件的开关损耗和电压应力，进一步提升电路的转换效率。
[0084]
以上所述实施方式仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明的权利要求书确定的保护范围内。