校正传送器的方法与流程

1.本技术涉及校正方法，特别是涉及一种能够校正传送器的本地振荡器泄露的方法。


背景技术：

2.当本地振荡器与传送端的混频器以及低噪声放大器之间的隔离度不完美，便有可能会产生本地振荡信号泄露(leakage)的情况，使传送信号受到干扰。一般已知的方法都是通过分析i、q两路信号经过自混频后所产生的实数信号中由原始信号与本地振荡信号泄露所混成的成分，并据以调整补偿值一直到有一个最佳的结果。然而，此方法同样具有速度慢的缺点，因此，在通信系统中，如何快速且精确地补偿本地振荡信号泄露已成为该领域中一个相当重要的议题。


技术实现要素：

3.本技术涉及一种用于校正传送器的方法，所述传送器具有振荡器、第一信号路径以及第二信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径之一为同相信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径的另一路径为正交信号路径，所述第一信号路径包括第一低通滤波器，所述第二信号路径包括第二低通滤波器，所述振荡器对所述第一信号路径与所述第二信号路径在所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器之前的部分形成第一本地振荡器泄露，所述振荡器对所述第一信号路径与所述第二信号路径在所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器之后的部分形成第二本地振荡器泄露，且所述第一信号路径与所述第二信号路径包括在所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器之前的第一校正单元，所述第一校正单元可被设定第一补偿值，以及在所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器之后的第二校正单元，所述第二校正单元可被设定第二补偿值，所述校正方法包括：设定所述第一补偿值为零以及所述第二补偿值为第一默认值，并且使单频信号经过所述传送器以产生第一传送信号；回送所述第一传送信号，并且针对所述第一传送信号进行频谱分析来得到第一频谱分析结果；设定所述第一补偿值为零以及所述第二补偿值为第二默认值，并且使所述单频信号经过所述传送器以产生第二传送信号；回送所述第二传送信号，并且针对所述第二传送信号进行频谱分析来得到第二频谱分析结果；控制所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器的增益正负反相，设定所述第一补偿值为零以及所述第二补偿值为所述第一默认值，并且使单频信号经过所述传送器以产生第三传送信号；回送所述第三传送信号，并且针对所述第三传送信号进行频谱分析来得到第三频谱分析结果；控制所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器的增益正负反相，设定所述第一补偿值为零以及所述第二补偿值为所述第二默认值，并且使所述单频信号经过所述传送器以产生第四传送信号；回送所述第四传送信号，并且针对所述第四传送信号进行频谱分析得到第四频谱分析结果；以及根据所述第一频谱分析结果、所述第二频谱分析结果、所述第三频谱分析结果、所述第四频谱分析结果、所述第一默认值及所述第二默认值来优化所述第二补偿值并产生
最佳第二补偿值。
4.本技术涉及一种用于校正传送器的方法，所述传送器具有振荡器、第一信号路径以及第二信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径之一为同相信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径的另一路径为正交信号路径，所述第一信号路径包括第一低通滤波器，所述第二信号路径包括第二低通滤波器，所述振荡器对所述第一信号路径与所述第二信号路径在所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器之前的部分形成第一本地振荡器泄露，所述振荡器对所述第一信号路径与所述第二信号路径在所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器之后的部分形成第二本地振荡器泄露，且所述第一信号路径与所述第二信号路径包括在所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器之前的第一校正单元，所述第一校正单元可被设定第一补偿值，以及在所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器之后的第二校正单元，所述第二校正单元可被设定第二补偿值，所述校正方法包括：设定所述第一补偿值为第一默认值以及所述第二补偿值为零，并且使单频信号经过所述传送器以产生第一传送信号；回送所述第一传送信号，并且针对所述第一传送信号进行频谱分析来得到第一频谱分析结果；设定所述第一补偿值为第二默认值以及所述第二补偿值为零，并且使所述单频信号经过所述传送器以产生第二传送信号；回送所述第二传送信号，并且针对所述第二传送信号进行频谱分析来得到第二频谱分析结果；控制所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器的增益正负反相，设定所述第一补偿值为所述第一默认值以及所述第二补偿值为零，并且使单频信号经过所述传送器以产生第三传送信号；回送所述第三传送信号，并且针对所述第三传送信号进行频谱分析来得到第三频谱分析结果；控制所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器的增益正负反相，设定所述第一补偿值为所述第二默认值以及所述第二补偿值为零，并且使所述单频信号经过所述传送器以产生第四传送信号；回送所述第四传送信号，并且针对所述第四传送信号进行频谱分析来得到第四频谱分析结果；以及根据所述第一频谱分析结果、所述第二频谱分析结果、所述第三频谱分析结果、所述第四频谱分析结果、所述第一默认值及所述第二默认值来优化所述第一补偿值并产生最佳第一补偿值。
5.本技术涉及一种用于校正传送器的方法，所述传送器具有振荡器、第一信号路径以及第二信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径之一为同相信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径的另一路径为正交信号路径，所述第一信号路径包括第一低通滤波器，所述第二信号路径包括第二低通滤波器，所述振荡器对所述第一信号路径与所述第二信号路径在所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器之前的部分形成第一本地振荡器泄露，所述振荡器对所述第一信号路径与所述第二信号路径在所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器之后的部分形成第二本地振荡器泄露，且所述第一信号路径与所述第二信号路径包括在所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器之前的第一校正单元，所述第一校正单元可被设定第一补偿值，以及所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器之后的第二校正单元，所述第二校正单元可被设定第二补偿值，所述校正方法包括：控制所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器的增益为第一增益，并设定所述第一补偿值为零以及所述第二补偿值为第一默认值，并且使单频信号经过所述传送器以产生第一传送信号；回送所述第一传送信号，并且针对所述第一传送信号进行频谱分析来得到第一频谱分析结果；控制所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器的增益为所述第一增益，并设定
所述第一补偿值为零以及所述第二补偿值为所述第二默认值，并且使单频信号经过所述传送器以产生第二传送信号；回送所述第二传送信号，并且针对所述第二传送信号进行频谱分析来得到第二频谱分析结果；以及根据所述第一频谱分析结果、所述第二频谱分析结果、所述第一默认值及所述第二默认值来优化所述第二补偿值并产生第一前置最佳值。
6.上述校正方法能够分别校正传送器的基频电路和前端调变电路的本地振荡器泄露。
附图说明
7.图1为本发明的传送器的实施例的示意图。
8.图2为利用线性外插或是线性内插的原理即可推算出最佳补偿值的示意图。
具体实施方式
9.图1为根据本发明的传送器的实施例的示意图，传送器100具有第一信号路径与第二信号路径，其中之一为同相(i)信号路径，所述第一信号路径与所述第二信号路径的另一路径为正交(q)信号路径。
10.如图1所示，传送器100包括：传送端104、功率放大器106、自混频器108、模拟数字转换器(dac)110、频谱分析单元112、校正系数计算单元114以及控制单元116，传送端104包括第一信号路径、第二信号路径及加法器1056，例如所述第一信号路径为同相信号路径，经过第一数字模拟转换器1042、第一低通滤波器1046以及第一混频器1050；所述第二信号路径为正交信号路径，经过第二数字模拟转换器1044、第二低通滤波器1048以及第二混频器1052。
11.在本实施例中，传送器100每次在重新启动后(例如上电后或是系统重置后)，并且在一般的数据传送模式正式开始之前，为降低振荡器1054形成的本地振荡器泄露，以降低传送信号所受到的干扰，传送器100会先进入校正参数计算模式；换句话说，在所述校正参数计算模式下，传送器100的传送信号会回送至自混频器108，经过dac 110、频谱分析单元112及校正系数计算单元114，以针对振荡器1054的泄露问题进行优化的校正参数计算，之后才会让传送端104进入一般的数据传送模式，在所述一般的数据传送模式下，传送信号不再回送至自混频器108，并使用在所述校正参数计算模式下所得到的校正参数来开始进行正式的数据传收。
12.具体地说，本实施例针对传送器100的传送端104额外加入第一校正单元102以及第二校正单元103，第一校正单元102包括加法器1024及1026，其使用补偿值dbc来补偿振荡器1054在第一低通滤波器1046及第二低通滤波器1048之前的电路(即对应基频电路)产生的泄露db；第二校正单元103包括加法器1034及1036，其使用补偿值dmc来补偿振荡器1054在第一低通滤波器1046及第二低通滤波器1048之后的电路(即对应前端调变电路)产生的泄露dm。应注意的是，加法器1024、1026、1034及1036实务上可使用如电流数字模拟转换器(idac)等方式实现，且全文中提到的泄露和补偿值皆为复数，其实部和虚部分别对应i路径和q路径。
13.本技术分别补偿第一低通滤波器1046及第二低通滤波器1048前后的电路的振荡器泄露的好处在于，可以使基频电路产生的信号在泄露db已被补偿的状况下进入前端调变
电路，因此在前端调变电路中的泄露dm不含有泄露db的成分，泄露db也不会被前端调变电路的增益放大。补偿值dmc的最佳值dmct和补偿值dbc的最佳值dbct的获得方式将说明如下。
14.步骤202至216为本技术在所述校正参数计算模式下计算dmct和dbct的第一实施例。请参考图1，在步骤202中，由控制单元116将第一校正单元102的补偿值dbc设为0，并将第二校正单元103的补偿值dmc设为dmc1后，再由控制单元116输入频率为w的单一频率测试信号，则频谱分析单元112针对-w进行傅利叶转换的结果p1(即频率-w处的能量功率)可以表示为：
15.p1
∝
g*db (dm dmc1)
ꢀꢀ
(1)
16.其中g为第一低通滤波器1046和第二低通滤波器1048对所述单一频率测试信号形成的增益，符号
∝
表示成正比。
17.在步骤204中，由控制单元116将第一校正单元102的补偿值dbc设为0，并将第二校正单元103的补偿值dmc设为不同于dmc1的dmc2后，再由控制单元116输入频率为w的单一频率测试信号，则频谱分析单元112针对-w进行傅利叶转换的结果p2可以表示为：
18.p2
∝
g*db (dm dmc2)
ꢀꢀ
(2)
19.在步骤206中，控制第一低通滤波器1046和第二低通滤波器1048的增益的正负号反相(例如通过将所述第一信号路径上的差动对信号互换，以及将所述第二信号路径上的差动对信号互换)，并重复步骤202，则频谱分析单元112针对-w进行傅利叶转换的结果p3可以表示为：
20.p3
∝‑
g*db (dm dmc1)
ꢀꢀ
(3)
21.在步骤208中，控制第一低通滤波器1046和第二低通滤波器1048的增益的正负号反相，并重复步骤204，则频谱分析单元112针对-w进行傅利叶转换的结果p4可以表示为：
22.p4
∝‑
g*db (dm dmc2)
ꢀꢀ
(4)
23.在步骤210中，校正系数计算单元114将p1和p3相加，以及将p2和p4相加，分别得到：
24.(p1 p3)
∝
(dm dmc1)
ꢀꢀ
(5)
25.(p2 p4)
∝
(dm dmc2)
ꢀꢀ
(6)
26.由于振荡器1054形成在前端调变电路中的泄露dm为固定值，因此方程式(5)和(6)中，dmc1、dmc2和(p1 p3)、(p2 p4)为线性关系。因此，校正系数计算单元114利用线性外插或是线性内插的原理即可推算出最佳补偿值dmct。如图2所示，利用dmc1、dmc2、(p1 p3)和(p2 p4)在二维坐标上得到的两点连成直线后，所述直线延伸和x轴的交会点即为dmct。应注意的是，在图2中将本实施例的概念简化为二维以方便理解，实际上的情况为四维。
27.在步骤212中，由控制单元116将第二校正单元103的补偿值dmc设为dmct使前端调变电路中的泄露dm被完美补偿，并将第一校正单元102的补偿值dbc设为dbc1，再由控制单元116输入频率为w的单一频率测试信号，则频谱分析单元112针对-w进行傅利叶转换的结果p5可以表示为：
28.p5
∝
g*(db dbc1)
ꢀꢀ
(7)
29.在步骤214中，由控制单元116将第二校正单元103的补偿值dmc设为dmct，并将第一校正单元102的补偿值dbc设为不同于dbc1的dbc2，再由控制单元116输入频率为w的单一
频率测试信号，则频谱分析单元112针对-w进行傅利叶转换的结果p1可以表示为：
30.p6
∝
g*(db dbc2)
ꢀꢀ
(8)
31.在步骤216中，由于振荡器1054形成在基频电路中的泄露db为固定值，因此方程式(7)和(8)中，dbc1、dbc2和p5、p6为线性关系。校正系数计算单元114利用线性外插或是线性内插的原理可推算出最佳补偿值dbct。
32.步骤302至316为本技术所述校正参数计算模式下计算dmct和dbct的第二实施例。和第一实施例的差异在于第二实施例是先计算dbct再计算dmct。请参考图1，在步骤302中，由控制单元116将第二校正单元103的补偿值dmc设为0，并将第一校正单元102的补偿值dbc设为dbc3后，再由控制单元116输入频率为w的单一频率测试信号，则频谱分析单元112针对-w进行傅利叶转换的结果p7可以表示为：
33.p7
∝
g*(db dbc3) dm
ꢀꢀ
(9)
34.在步骤304中，由控制单元116将第二校正单元103的补偿值dmc设为0，并将第一校正单元102的补偿值dbc设为不同于dbc3的dbc4后，再由控制单元116输入频率为w的单一频率测试信号，则频谱分析单元112针对-w进行傅利叶转换的结果p8可以表示为：
35.p8
∝
g*(db dbc4) dm
ꢀꢀ
(10)
36.在步骤306中，控制第一低通滤波器1046和第二低通滤波器1048的增益的正负号反相，并重复步骤302，则频谱分析单元112针对-w进行傅利叶转换的结果p9可以表示为：
37.p9
∝‑
g*(db dbc3) dm
ꢀꢀ
(11)
38.在步骤308中，控制第一低通滤波器1046和第二低通滤波器1048的增益的正负号反相，并重复步骤304，则频谱分析单元112针对-w进行傅利叶转换的结果p4可以表示为：
39.p10
∝‑
g*(db dbc4) dm
ꢀꢀ
(12)
40.在步骤310中，校正系数计算单元114将p7和p9相减，以及将p8和p10相减，分别得到：
41.(p7-p9)
∝
2g(db dbc3)
ꢀꢀ
(13)
42.(p8-p10)
∝
2g(db dbc4)
ꢀꢀ
(14)
43.校正系数计算单元114利用线性外插或是线性内插的原理即可推算出最佳补偿值dbct。
44.在步骤312中，由控制单元116将第一校正单元102的补偿值dbc设为dbct使基频电路中的泄露db被完美补偿，并将第二校正单元103的补偿值dmc设为dmc3，再由控制单元116输入频率为w的单一频率测试信号，则频谱分析单元112针对-w进行傅利叶转换的结果p11可以表示为：
45.p11
∝
(dm dmc3)
ꢀꢀ
(15)
46.在步骤314中，由控制单元116将第一校正单元102的补偿值dbc设为dbct使基频电路中的泄露db被完美补偿，并将第二校正单元103的补偿值dmc设为不同于dmc3的dmc4，再由控制单元116输入频率为w的单一频率测试信号，则频谱分析单元112针对-w进行傅利叶转换的结果p12可以表示为：
47.p12
∝
(dm dmc4)
ꢀꢀ
(16)
48.在步骤316中，校正系数计算单元114利用线性外插或是线性内插的原理可推算出最佳补偿值dmct。
49.步骤402至416为本技术所述校正参数计算模式下计算dmct和dbct的第三实施例。请参考图1，在步骤402中，控制单元116将第一低通滤波器1046和第二低通滤波器1048的增益设为g1，并将第一校正单元102的补偿值dbc设为0，以及将第二校正单元103的补偿值dmc设为dmc5后，再由控制单元116输入频率为w的单一频率测试信号，则频谱分析单元112针对-w进行傅利叶转换的结果p13可以表示为：
50.p13
∝
g1*db dm dmc5
ꢀꢀ
(17)
51.在步骤404中，控制单元116将第一低通滤波器1046和第二低通滤波器1048的增益设为g1，并将第一校正单元102的补偿值dbc设为0，以及将第二校正单元103的补偿值dmc设为不同于dmc5的dmc6后，再由控制单元116输入频率为w的单一频率测试信号，则频谱分析单元112针对-w进行傅利叶转换的结果p14可以表示为：
52.p14
∝
g1*db dm dmc6
ꢀꢀ
(18)
53.在步骤406中，由于振荡器1054形成的dm和db为固定值，因此方程式(17)和(18)中，dmc5、dmc6和p13、p14为线性关系。因此，校正系数计算单元114利用线性外插或是线性内插的原理即可找出第一低通滤波器1046和第二低通滤波器1048的增益为g1的情况下，可同时补偿db和dm的补偿值dm，在此称前置最佳值dmpt1，使：
54.g1*db (dm dmpt1)＝0
ꢀꢀ
(19)
55.在步骤408中，控制单元116将第一低通滤波器1046和第二低通滤波器1048的增益设为g2，其余步骤同步骤402，则频谱分析单元112针对-w进行傅利叶转换的结果p15可以表示为：
56.p15
∝
g2*db dm dmc5 (20)
57.在步骤410中，控制单元116将第一低通滤波器1046和第二低通滤波器1048的增益设为g2，其余步骤同步骤404，则频谱分析单元112针对-w进行傅利叶转换的结果p16可以表示为：
58.p16
∝
g2*db dm dmc6
ꢀꢀ
(21)
59.在步骤412中，校正系数计算单元114利用线性外插或是线性内插的原理即可找出第一低通滤波器1046和第二低通滤波器1048的增益为g2的情况下，可同时补偿db和dm的补偿值dm，在此称前置最佳值dmpt2，使：
60.g2*db (dm dmpt2)＝0
ꢀꢀ
(22)
61.在步骤414中，校正系数计算单元114根据方程式(19)和(22)可得到：
[0062][0063][0064]
即：
[0065][0066][0067]
上文的叙述简要地公开了本技术某些实施例的特征，而使得本技术所属技术领域
的普通技术人员能够更全面地理解本技术内容的多种形式。本技术所属技术领域的普通技术人员应当了解，其可轻易地利用本技术内容作为基础，来设计或变更其他制程与结构，以实现与此处所述的实施方式相同的目的和/或达到相同的优点。应了解到，在本技术的方法流程图中所提及的步骤，除特别叙明其顺序的步骤外，均可按实际需要调整其前后顺序，甚至可同时或部分同时执行。此外，上述各个模块或方法步骤，可根据设计者的需求，通过硬件、软件或者固件来实现。本技术所属技术领域的普通技术人员应当明白，这些均等的实施方式仍属于本技术内容的精神与范围，且其可进行各种变更、替代与更动，而不会悖离本技术内容的精神与范围。
[0068]
附图标记说明
[0069]
100：传送器
[0070]
102：第一校正单元
[0071]
103：第二校正单元
[0072]
104：传送端
[0073]
106：功率放大器
[0074]
108：自混频器
[0075]
110：模拟数字转换器
[0076]
112：频谱分析单元
[0077]
114：校正系数计算单元
[0078]
116：控制单元
[0079]
1024，1024，1034，1036，1056：加法器
[0080]
1042：第一数字模拟转换器
[0081]
1044：第二数字模拟转换器
[0082]
1046：第一低通滤波器
[0083]
1048：第二低通滤波器
[0084]
1050：第一混频器
[0085]
1052：第二混频器