信道动态筛选与状态交互共享的变换域通信方法

1.本发明属于无线电通信相关技术领域，具体涉及一种信道动态筛选与状态交互共享的变换域通信方法。


背景技术：

2.信息化战争快速发展，用频设备在各式武器装备中应用急剧增长，现代作战场景中多种电子战装备将大量投入战场，使得区域战场内形成不可预测的复杂电磁环境，极其可能造成己方用频设备间产生通信干扰，同时必定会受到敌方电子战装备的电磁干扰，如何提升通信系统的抗干扰性能以及合理利用可用频谱资源成为无线抗干扰通信领域重点研究的问题，由此产生多种抗干扰通信技术以应对愈加复杂的电磁作战环境，变换域通信技术可在电磁干扰环境中，将通信频段内被干扰频段剔除，利用该领域知识解决抗干扰通信问题已有部分研究成果。


技术实现要素：

3.有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种信道动态筛选与状态交互共享的变换域通信方法。
4.为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：
5.本发明实施例提供一种信道动态筛选与状态交互共享的变换域通信方法，该方法为：
6.接收机利用ad9361芯片接收通道完成分段频谱感知，进行频段粗选与细选；
7.收发两端利用ad9361芯片收发通道经过直接扩频交互链路共享信道状态；
8.收发机依据共享信道分别对ad9361芯片收发通道进行配置，进行变换域通信处理，获取最终通信数据。
9.上述方案中，所述接收机利用ad9361接收通道完成分段频谱感知，具体为：接收机利用换频模块与ad9361接收通道对30mhz-6ghz总频段进行分段频谱感知处理，ad9361接收通道配置为30mhz带宽与3740mhz中心频率，换频模块将天线接收的30mhz-6ghz总频段信号以30mhz带宽等间隔依次采集，并将采集后全部子频段中心频率换频为3740mhz，子频段数据传输至ad9361接收通道后采样进入fpga内，完成对总频段的分段频谱感知。
10.上述方案中，所述频段粗选与细选，具体为：将全部子频段的频谱感知数据分别进行幅度谱成型，即每个频点的谱估计值与判决门限比较后标记为0或1，频点标记值代表频谱感知所设置的分辨率带宽内是否存在干扰信号，对全部子频段幅度谱内的无干扰频点进行粗选计数，计数值最大的子频段为粗选后最优子频段，其中心频率与幅度谱数据作为状态交互共享数据，依据粗选后的最优子频段幅度谱数据，将其中干扰频点所代表的频段剔除，细选出最优子频段内无干扰部分作为最终变换域通信频段。
11.上述方案中，所述细选出最优子频段内无干扰部分作为最终变换域通信频段，具体为：接收机利用ad9361接收通道将预先设定的总频段分为多个子频段进行频谱感知，获
取的多个子频段频谱数据根据所设置的分辨率分别完成幅度谱成型，将多个子频段的幅度谱进行计数，可用频点多的子频段作为最终变换域通信所用频段。
12.上述方案中，所述收发两端利用ad9361芯片收发通道经过直接扩频交互链路共享信道状态，具体为：接收机将所选子频段中心频率与其幅度谱作为通信原始数据，此数据与伪随机码进行扩频，进而完成msk调制，由接收机利用ad9361发射通道完成高增益抗干扰发射；发射机利用ad9361接收通道完成接收，将数据同步并进行解调与解扩后得到原始数据，成功共享接收机动态筛选的信道状态。
13.上述方案中，所述收发机依据共享信道分别对ad9361芯片收发通道进行配置，进行变换域通信处理，获取最终通信数据，具体为：接收机利用ad9361发射通道，通过交互共享链路发射最优子频段中心频率与幅度谱；发射机利用ad9361接收通道，通过交互共享链路接收最优子频段中心频率与幅度谱；收发机将各自ad9361收发通道分别配置为最优子频段中心频率；收发机根据约定伪随机序列生成伪随机相位；收发机将相同幅度谱与伪随机相位相乘得到基础调制波形；收发机将相同基础调制波形进行傅里叶反变换得到时域基础调制波形；发射机将通信数据与时域基础调制波形进行双极性调制，利用已配置完成ad9361发射通道进行发射；接收机利用ad9361接收通道完成信号接收，将时域基础调制波形取共轭，与接收信号完成双极性解调判决，获得原始数据，完成变换域通信。
14.上述方案中，具体步骤如下：
15.(3.1)发射机与接收机由交互链路共享的相同中心频率将各自ad9361收发通道配置为相应状态下，发射接收频段配置到对应的最佳子频段上；
16.(3.2)发射机与接收机由预先设定好的m序列通过相位映射器分别产生相同的伪随机相位向量p:
[0017][0018]
其中k为0到n-1的整数，mk为：
[0019][0020]
其中r为相位映射器阶数；
[0021]
(3.3)发射机与接收机将相同的伪随机相位p与幅度谱向量a进行向量内积运算生成本地的基础调制波形，其频域可表示为a
·
p：
[0022]
b＝a
·
p＝[b0,b1,...,bk,...,b
n-1
]
[0023][0024]
其中ak为0或1；
[0025]
(3.4)发射机与接收机分别将本地的基础调制波形进行傅里叶反变换，生成时域的离散基础调制波形b(n)：
[0026][0027]
(3.5)发射机将基础调制波形b(n)作为基函数，对通信数据d(n)进行双极性调制，基函数及其负值代表不同的二进制通信数据码元，即码元为0时，调制函数s(n)为：
[0028]
s(n)＝b(n)
[0029]
码元为1时，调制函数为：
[0030]
s(n)＝-b(n)
[0031]
(3.6)发射机利用ad9361发射通道将调制后信号s(n)利用ad9361发射通道在细选后频段进行抗干扰发射；
[0032]
(3.7)接收机将生成的时域离散基础调制波形b(n)取共轭后得到b
*
(n)，将其与ad9361接收通道获得的信号在同步后进行相乘；
[0033]
(3.8)接收机利用ad9361接收通道在细选后频段将变换域接收，与上述共轭波形b
*
(n)相乘后的数据进行双极性解调，得到的结果与0相比进行判决，解析得到原始通信数据
[0034]
与现有技术相比，本发明将频谱感知、直接扩频交互共享链路与变换域处理有力结合，在收发两端电磁信道状态不一致时仍可通过交互链路共享接收端信道状态完成通信；同时依托ad9361芯片作为本发明中频谱感知与各收发模块的收发器，使本发明可在较宽频段内分段完成频谱感知，进行频段粗选与细选，动态筛选最优频段，扩大可选频段范围，提高频谱利用率。
附图说明
[0035]
此处所说明的附图用来公开对本发明的进一步理解，构成本发明的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：
[0036]
图1是本发明的实现流程图；
[0037]
图2是本发明的通信接收机工作原理示意图；
[0038]
图3是本发明的直接扩频序列交互链路工作原理示意图；
[0039]
图4是本发明的通信发射机工作原理示意图；
[0040]
图5是本发明所提方法在不同单音干扰幅度下的仿真图；
[0041]
图6是本发明所提方法与常规方法受单音干扰的对比仿真图；
[0042]
图7是本发明所提方法在不同点数的多音干扰下的仿真图；
[0043]
图8是本发明所提方法与常规方法受多音干扰的对比仿真图；
[0044]
图9是本发明所提方法在不同相对带宽的窄带干扰下的仿真图；
[0045]
图10是本发明所提方法与常规方法受窄带干扰的对比仿真图；
[0046]
图11是本发明所提方法在不同数量的窄带干扰下的仿真图；
[0047]
图12是本发明所提方法与常规方法受多个窄带干扰的对比仿真图。
具体实施方式
[0048]
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
[0049]
本实施例的附图中相同或相似的标号对应相同或相似的部件；在本发明的描述中，需要理解的是，术语“上”、“下”、“左”、“右”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所
指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此附图中描述位置关系的用语仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。
[0050]
需要说明的是，在本文中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、物品或者装置不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、物品或者装置所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个
……”
限定的要素，并不排除在包括该要素的过程、物品或者装置中还存在另外的相同要素。
[0051]
参照附图1，本发明实施例提供信道动态筛选与状态交互共享的变换域通信方法，该方法的具体步骤为：
[0052]
步骤1，接收机在未知环境下进行分段频谱感知，完成频段的组选与细选。
[0053]
(1.1)参照附图2，接收机利用换频模块与ad9361接收通道对30mhz-6ghz总频段进行分段频谱感知处理，ad9361接收通道配置为30mhz带宽与3740mhz中心频率，换频模块将天线接收的30mhz-6ghz总频段信号以30mhz带宽等间隔依次采集，并将采集后全部子频段中心频率换频为3740mhz，子频段数据传输至ad9361接收通道后采样进入fpga内，完成对总频段的分段频谱感知。
[0054]
(1.2)将全部子频段的频谱感知数据分别进行幅度谱成型，即每个频点的谱估计值与判决门限比较后标记为0或1，频点标记值代表频谱感知所设置的分辨率带宽内是否存在干扰信号，对全部子频段幅度谱内的无干扰频点进行粗选计数，计数值最大的子频段为粗选后最优子频段，其中心频率与幅度谱数据作为状态交互共享数据，依据粗选后的最优子频段幅度谱数据，将其中干扰频点所代表的频段剔除，细选出最优子频段内无干扰部分作为最终变换域通信频段。
[0055]
步骤2，收发两端利用ad9361芯片收发通道经过直接扩频交互链路共享信道状态。
[0056]
信道动态筛选完成后，接收机将ad9361发射通道配置为直接扩频交互发射状态，发射机由于无需进行频谱感知，其ad9361芯片起始配置即为直接扩频交互接收状态；接收机将所选取的最优子频段信道状态利用ad9361发射通道通过直接扩频高增益抗干扰交互链路完成发射，发射机利用ad9361接收通道通过直接扩频序列交互链路完成共享接收。
[0057]
参照附图3，接收机将所选子频段信道信息，即频段幅度谱a与中心频率作为通信原始数据，引入巴克码作为同步信息，进而与与收发机约定的伪随机码pn码完成扩频，扩频后数据进行msk调制，由接收机利用ad9361在直接扩频交互链路发射配置下完成发射；发射机利用ad9361在直接扩频交互链路接收配置下完成接收，将接收数据完成同步后进行msk解调，之后使用收发两端相同pn码完成解扩后得到原始数据，成功共享动态筛选后频段信道状态。
[0058]
步骤3，收发机依据共享信道分别对ad9361芯片收发通道进行配置，进行变换域通信处理，获取最终通信数据。
[0059]
接收机利用ad9361发射通道，通过交互共享链路发射最优子频段中心频率与幅度谱；发射机利用ad9361接收通道，通过交互共享链路接收最优子频段中心频率与幅度谱；收发机将各自ad9361收发通道分别配置为最优子频段中心频率；收发机根据约定伪随机序列生成伪随机相位；收发机将相同幅度谱与伪随机相位相乘得到基础调制波形；收发机将相
同基础调制波形进行傅里叶反变换得到时域基础调制波形；发射机将通信数据与时域基础调制波形进行双极性调制，利用已配置完成ad9361发射通道进行发射；接收机利用ad9361接收通道完成信号接收，将时域基础调制波形取共轭，与接收信号完成双极性解调判决，获得原始数据，完成变换域通信。
[0060]
发射机接收到子频段信道信息与频谱向量a后，参照附图2与附图4，具体步骤如下：
[0061]
(3.1)发射机与接收机由交互链路共享的相同中心频率将各自ad9361收发通道配置为相应状态下，发射接收频段配置到对应的最佳子频段上；
[0062]
(3.2)发射机与接收机由预先设定好的m序列通过相位映射器分别产生相同的伪随机相位向量p:
[0063][0064]
其中k为0到n-1的整数，mk为：
[0065][0066]
其中r为相位映射器阶数；
[0067]
(3.3)发射机与接收机将相同的伪随机相位p与幅度谱向量a进行向量内积运算生成本地的基础调制波形，其频域可表示为a
·
p：
[0068]
b＝a
·
p＝[b0,b1,...,bk,...,b
n-1
]
[0069][0070]
其中ak为0或1。
[0071]
(3.4)发射机与接收机分别将本地的基础调制波形进行傅里叶反变换，生成时域的离散基础调制波形b(n)：
[0072][0073]
(3.5)发射机将基础调制波形b(n)作为基函数，对通信数据d(n)进行双极性调制，基函数及其负值代表不同的二进制通信数据码元，即码元为0时，调制函数s(n)为：
[0074]
s(n)＝b(n)
[0075]
码元为1时，调制函数为：
[0076]
s(n)＝-b(n)
[0077]
(3.6)发射机利用ad9361发射通道将调制后信号s(n)利用ad9361发射通道在细选后频段进行抗干扰发射；
[0078]
(3.7)接收机将生成的时域离散基础调制波形b(n)取共轭后得到b
*
(n)，将其与ad9361接收通道获得的信号在同步后进行相乘；
[0079]
(3.8)接收机利用ad9361接收通道在细选后频段将变换域接收，与上述共轭波形b
*
(n)相乘后的数据进行双极性解调，得到的结果与0相比进行判决，解析得到原始通信数据
[0080]
本发明的效果可以通过以下仿真进一步说明：
[0081]
a、仿真条件
[0082]
由于仿真内子频段信号处理设定在基带处理，所以将试验区域分别布置在有不同幅度的单音干扰、不同频点数的多音干扰、不同相对带宽的窄带干扰以及不同数量相同带宽的窄带干扰四种电磁环境中，环境信噪比皆设定为10db至34db，以2db为步进逐渐增大，幅度谱成型所设置幅度值判决门限为-80dbm，幅度谱向量总长度设定为51200，子频段幅度谱向量长度设定为512。
[0083]
其中单音干扰频率为中心频率，幅度分别设定为-100dbm、-60dbm、-30dbm与无干扰四种；多音干扰有效频点数分别为16、48、112与无干扰四种；窄带干扰相对带宽有2.34％、6.86％、9.76％与无干扰四种；多个窄带干扰数量为2个、3个、4个与无干扰四种，其中每个窄带干扰相对带宽皆为5.47％。其中干扰频点所在频率在子频段内均匀分布，多音干扰频点数为在接收机频谱感知的含有512个频点的子频段内，干扰大于幅度值判决门限的频点数，即幅度谱向量内判决为0的元素数量，各个窄带干扰幅度值皆大于判决门限，并且在有效频带内。本发明实际应用时抗干扰不限于单音干扰、多音干扰与窄带干扰三种，抗干扰幅度门限值也不限于此仿真中的-80dbm，幅度谱向量长度也可变。
[0084]
仿真在matlab软件中进行，配置上述仿真条件，对不同信噪比与不同种类的干扰环境下本发明的通信系统误码率进行仿真。
[0085]
b、仿真内容与结果分析
[0086]
在上述仿真条件下，本发明进行了如下4个仿真：
[0087]
仿真1：对子频段幅度谱长度为512的本发明所提变换域通信方法在不同信噪比环境与不同幅度单音干扰下的通信误码率进行仿真，以及将所提方法与常规变换域通信方法的收发机在不同频率单音干扰下进行对比仿真，将上述仿真条件中所配置的数据在matlab软件中进行对应设置，得到如附图5与附图6所示的仿真图。附图5与附图6中横坐标表示10db至34db的信噪比环境，信噪比步进为2db，纵坐标表示通信误码率仿真结果，幅度谱成型所设置幅度值判决门限为-80dbm。
[0088]
由图5所示紫色曲线表示无干扰的变化曲线，蓝色标记表示单音干扰幅度为-100dbm的变化，橙色标记表示单音干扰幅度为-60dbm的变化，蓝色标记表示单音干扰幅度为-30dbm的变化。由图5可知，无干扰与单音干扰幅度-100dbm的仿真曲线高度吻合，单音干扰幅度-60dbm与单音干扰幅度-30dbm的仿真曲线高度吻合，仿真结果体现了本发明中单音干扰幅度高于判决门限-80dbm的干扰对通信误码率影响相同，低于判决门限的单音干扰对通信误码率结果无影响，同时四个曲线又极其相近。由此仿真可知，所提方法可有效对抗不同配置的单音干扰。
[0089]
由图6所示红色曲线表示无干扰的变化曲线，蓝色曲线表示本发明所提方法的收发机受到不同频点单音干扰变化曲线，黑色曲线表示常规变换域通信方法的收发机受到不同频点单音干扰变化曲线。仿真场景为两种方法的收发机通信频带内都受到单音干扰，单音干扰幅度皆为-30dbm大于门限值，但收发机被干扰频率不同。常规变换域通信方法受限于收发机必须感知相同电磁环境的条件，而本发明所提方法只需感知接收机处电磁环境并共享使用，在收发机电磁环境不同时，本发明所提方法的通信误码率优于常规方法，但由于单音干扰只影响单个频点，对两种方法的最终判决结果影响有限。由此仿真可知，所提方法与常规方法皆可有效对抗单音干扰。
[0090]
仿真2：对子频段幅度谱长度为512的本发明所提变换域通信方法在不同信噪比环境与不同频点数多音干扰下的通信误码率进行仿真，以及将所提方法与常规方法的收发机在不同频率相同数量的多音干扰下进行对比仿真，将上述仿真条件中所配置的数据在matlab软件中进行对应设置，得到如附图7与附图8所示的仿真图。附图7与附图8中横坐标表示10db至34db的信噪比环境，信噪比步进为2db，纵坐标表示通信误码率仿真结果。
[0091]
由图7可看出紫色曲线表示无干扰的变化曲线，蓝色标记表示多音干扰频点数为16的变化，橙色标记表示多音干扰频点数为48的变化，黄色标记表示多音干扰频点数为112的变化。由图可知，无干扰、多音干扰频点数为16、多音干扰频点数为48与多音干扰频点数为112的四种仿真曲线基本吻合，并随着信噪比的提高得到了更优秀的通信误码率，仿真结果体现了多音干扰对本发明所提方法误码率无明显影响，且多音干扰频点数量也对通信误码率无明显影响。由此仿真可知，所提方法可有效对抗不同配置的多音干扰。
[0092]
图8为本发明所提变换域通信方法与常规变换域通信方法在受到不同频率相同数量的多音干扰的对比仿真图，其中两种方法被干扰频点数皆为48点，但收发机被干扰的频率不同，即被干扰频点位置不同。常规方法受限于收发机必须感知相同电磁环境的条件，而本发明所提方法只需感知接收机处电磁环境并共享使用，在相同干扰条件下，本发明所提方法误码率明显优于常规方法。由此仿真可知，所提方法对比于常规方法可更加有效对抗多音干扰。
[0093]
仿真3：对子频段幅度谱长度为512的本发明所提变换域通信方法在不同信噪比环境与不同相对带宽窄带干扰下的通信误码率进行仿真，以及将所提方法与常规变换域通信方法的收发机在不同频率窄带干扰下进行对比仿真，将上述仿真条件中所配置的数据在matlab软件中进行对应设置，得到如附图9与附图10所示的仿真图。附图9与附图10中横坐标表示10db至34db的信噪比环境，信噪比步进为2db，纵坐标表示通信误码率仿真结果，幅度谱成型所设置幅度值判决门限为-80dbm。
[0094]
由图9所示紫色曲线表示无干扰的变化曲线，蓝色标记表示窄带干扰相对带宽为2.34％的变化，橙色标记表示窄带干扰相对带宽为6.86％的变化，黄色标记表示窄带干扰相对带宽为9.76％的变化。不同的相对带宽系数情况下，仿真曲线都比较接近，并且相对带宽越小，在相同信噪比下误码率越低。由此仿真可知，所提方法可有效对抗不同配置的窄带干扰
[0095]
图10为本发明所提变换域通信方法与常规变换域通信方法的收发机在受到不同频段的单个窄带干扰时的对比仿真图，两种方法受到的窄带干扰相对带宽皆为6.86％，但收发机受到的窄带干扰频段不同，在幅度谱成型后效果即为被干扰频点位置不同。常规变换域通信方法受限于收发机必须感知相同电磁环境的条件，而本发明所提方法只需感知接收机处电磁环境并共享使用，在受到相同的窄带干扰时，本发明所提方法对比于常规方法，相同信噪比下的误码率明显更低。由此仿真可知，所提方法对比于常规方法可更加有效对抗窄带干扰。
[0096]
仿真4：对子频段幅度谱长度为512的本发明所提变换域通信方法在不同信噪比环境与不同窄带干扰数量下的通信误码率进行仿真，以及将所提方法与常规变换域通信方法的收发机在不同频率的多个窄带干扰下进行对比仿真，将上述仿真条件中所配置的数据在matlab软件中进行对应设置，得到如附图11与附图12所示的仿真图。附图11与附图12中横
坐标表示10db至34db的信噪比环境，信噪比步进为2db，纵坐标表示通信误码率仿真结果，幅度谱成型所设置幅度值判决门限为-80dbm。
[0097]
由图11所示紫色曲线表示无干扰的变化曲线，蓝色标记表示窄带干扰数量为2个的变化，橙色标记表示窄带干扰数量为3个的变化，蓝色标记表示窄带干扰数量为4个的变化，每个窄带干扰相对带宽皆为5.47％。在不同数量的窄带干扰情况下，仿真曲线都比较接近，并且窄带干扰数量越少，在相同信噪比下误码率越低。仿真结果体现了窄带干扰数量增多对通信误码率影响较小。由此仿真可知，所提方法可有效对抗不同数量的窄带干扰
[0098]
图12为本发明所提变换域通信方法与常规变换域通信方法的收发机在受到不同频段的3个窄带干扰时的对比仿真图，两种方法皆受到3个相对带宽为5.47％窄带干扰，但收发机受到的3个窄带干扰的频段都不同，即通信频带内总体被干扰的频点位置不同。常规方法受限于收发机必须感知相同电磁环境的条件，而本发明所提方法只需感知接收机处电磁环境并共享使用，在同样受到3个相同的窄带干扰时，本发明所提方法对比于常规方法，相同信噪比下的误码率更加显著降低；再相较于上一仿真中对单个窄带干扰的对比图，误码率差距更大。由此仿真可知，所提方法对比于常规方法可更加有效对抗多个窄带干扰。
[0099]
以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。