用于发射和接收通过非奈奎斯特发射脉冲整形的单载波OQAM符号的系统和方法与流程

用于发射和接收通过非奈奎斯特发射脉冲整形的单载波oqam符号的系统和方法
1.本技术要求于2019年9月27日提交的、申请号为16/585,553、标题为“用于发射和接收通过非奈奎斯特发射脉冲整形的单载波oqam符号的系统和方法(system and method for transmitting and receiving single-carrier oqam symbols with non-nyquist transmit pulse shaping)”的美国非临时申请案的权益，所述申请案的内容通过引用并入本文中。
技术领域
2.本发明一般涉及数字通信，更具体地说，涉及一种使用频域频谱间隔(frequency domain spectral spacing，fdss)发送单载波偏移正交幅度调制(offset quadrature amplitude modulation，oqam)符号的方法和装置。


背景技术：

3.峰均功率比(peak to average power ratio，papr)是用于描述功率放大器效率的信号特征。由于功率受限的通信设备在信号的传输中使用功率放大器，papr的影响更重要了。因此，降低用于从功率受限设备传输(例如，无线通信系统中的上行传输和侧行链路传输)的信号波形的papr特别有益。
4.正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing，ofdm)是一种调制数字信号数据的方法，单个数据流在多个子载波频率上划分，以减少干扰和串扰。在长期演进(long term evolution，lte)无线标准的下行链路中发现此波形。然而，标准ofdm波形具有相对较大的papr，其中给定ofdm发射符号中样本的最大功率比所述符号的平均功率更大。这表明使用ofdm波形的功率放大器效率相对较低，因此不适合lte上行信道，需要开发和使用备选的小papr波形。


技术实现要素：

5.本发明提供了一种用于处理传输符号的系统和方法。从k个复数符号产生一组2k个输出，其中，所述2k个输出包括k个实数分量和k个虚数分量。对所述2k个输出执行傅里叶变换操作，以产生2k个傅里叶变换输出。对所述2k个傅里叶变换输出应用发射脉冲整形。所述发射脉冲形状可以是奈奎斯特(nyquist)脉冲形状或非奈奎斯特(non-nyquist)脉冲形状。对j个脉冲整形输出执行傅里叶逆变换操作，以产生傅里叶逆变换输出。在接收器中，执行均衡以去除信道和发射脉冲形状的影响。奈奎斯特脉冲整形是通过在转换回时域之前应用奈奎斯特脉冲形状来执行的。所述方法避免了自干扰，即使在发射脉冲形状是非奈奎斯特脉冲形状的情况下也是如此。发射器可以不考虑干扰，自由选择脉冲形状以优化papr。
6.根据本发明的一个方面，提供了一种通信方法，包括：从k个复数符号产生一组2k个输出，所述2k个输出包括k个实数分量和k个虚数分量；对所述2k个输出执行傅里叶变换操作，以产生2k个傅里叶变换输出；通过将所述2k个傅里叶变换输出中的j个输出中的每一
个与j个非零系数中的相应一个相乘，对所述2k个傅里叶变换输出进行脉冲整形，以产生j个脉冲整形输出，其中，所述j个非零系数表示一组发射脉冲形状中的一个发射脉冲形状的频率响应，其中，如果k为奇数，k≤j≤2k，如果k为偶数，k 1≤j≤2k；对所述j个脉冲整形输出执行傅里叶逆变换操作，以产生傅里叶逆变换输出；输出所述傅里叶逆变换输出。
7.在一些实施例中，所述方法还包括：从所述一组发射脉冲形状中选择所述发射脉冲形状，其中，所述一组发射脉冲形状包括至少一个非奈奎斯特脉冲形状。
8.在一些实施例中，所述方法还包括：根据目标频谱效率与峰均功率比(peak average power ratio，papr)的平衡，选择j的值。
9.在一些实施例中，所述方法还包括：在所述一组发射脉冲形状中选择所述发射脉冲形状，以对于给定的j值和给定的发射星座或调制阶数，最小化峰均功率比(peak average power ratio，papr)。
10.在一些实施例中，所述方法还包括在所述一组发射脉冲形状中选择所述发射脉冲形状，以对于给定的j值和给定的发射星座或调制阶数，最小化带外发射。
11.可选地，在上述任一实施例中，所述一组发射脉冲形状包括：升根余弦(raised root cosine，rrc)、升余弦(raised cosine，rc)、高斯(gaussian)、韦尔奇(welch)和凯撒(kaiser)脉冲形状。
12.在一些实施例中，所述方法还包括：发射包括j和k的信令，其中，所述信令包括一组可能值中的j值的索引；或一组可能k/j值中的k/j值的索引。
13.根据本发明的另一方面，提供了一种通信方法，包括：接收在使用具有j个非零系数的发射脉冲形状进行传输之前使用j个频域样本的频域脉冲整形部分生成的信号；执行n-dft，以产生n个频域样本，所述n个样本中的j个样本与所述j个频域样本相关，所述j个样本是通过所述发射脉冲形状进行脉冲整形的；通过将所述发射脉冲形状的影响处理为信道的一部分，对所述j个样本中的l个样本进行信道均衡；通过将所述l个样本中的每一个与l个非零系数中的相应一个相乘，对所述l个样本进行奈奎斯特脉冲整形，以产生l个脉冲整形输出，其中，所述l个非零系数表示奈奎斯特脉冲形状的频率响应；用零值填充所述l个脉冲整形输出，以产生2k个频域样本，其中，所述l个脉冲整形输出集中在所述2k个频域样本内；对所述2k个频域样本执行2k-idft；处理所述2k个输出，以产生k个复数符号，其中，k是使用所述信号发射和接收的qam符号的数量；如果k为奇数，k≤j≤2k，如果k为偶数，k 1≤j≤2k；如果k为偶数，j≥l≥k 1，如果k为奇数，j≥l≥k；l为奇数；n≥k为idft的大小。
14.可选地，在上述任一实施例中，所述奈奎斯特脉冲形状与所述发射脉冲形状无关。
15.可选地，在上述任一实施例中，所述发射脉冲形状是一组脉冲形状中的一个，所述一组脉冲形状包括：升余弦(raised cosine，rc)、升根余弦(raised root cosine，rrc)、高斯(gaussian)、韦尔奇(welch)和凯撒(kaiser)脉冲形状。
16.可选地，在上述任一实施例中，执行信道均衡包括：对于所述l个样本中的每一个，确定q_l＝(h_l r_l)/(|h_l|^2 σ^2)，其中，r_l是j个样本中的l个样本中的第l个样本；h_l是对应于所述j个样本中的所述l个样本中的所述第l个样本的信道估计，所述信道估计包括所述发射脉冲形状的影响；σ^2是噪声方差。
17.在一些实施例中，所述方法还包括：接收包括j和k的信令，其中，所述信令包括一组可能值中的j值的索引；或一组可能k/j值中的k/j值的索引。
18.根据本发明的另一方面，提供了一种装置，包括：处理器和存储器，用于执行以下步骤：从k个复数符号产生一组2k个输出，所述2k个输出包括k个实数分量和k个虚数分量；对所述2k个输出执行傅里叶变换操作，以产生2k个傅里叶变换输出；通过将所述2k个傅里叶变换输出中的j个输出中的每一个与j个非零系数中的相应一个相乘，对所述2k个傅里叶变换输出进行脉冲整形，以产生j个脉冲整形输出，其中，所述j个非零系数表示一组发射脉冲形状中的一个发射脉冲形状的频率响应，其中，如果k为奇数，k≤j≤2k，如果k为偶数，k 1≤j≤2k；对所述j个脉冲整形输出执行傅里叶逆变换操作，以产生傅里叶逆变换输出；输出所述傅里叶逆变换输出。
19.可选地，在上述任一实施例中，所述处理器和存储器用于：从所述一组发射脉冲形状中选择所述发射脉冲形状，其中，所述一组发射脉冲形状包括至少一个非奈奎斯特脉冲形状。
20.可选地，在上述任一实施例中，所述处理器和存储器还用于执行以下操作：根据目标频谱效率与papr的平衡，选择j的值。
21.可选地，在上述任一实施例中，所述处理器和存储器还用于执行以下操作：发射包括j和k的信令。
22.根据本发明的另一方面，提供了一种装置，包括：处理器和存储器，用于执行以下步骤：接收在使用具有j个非零系数的发射脉冲形状进行传输之前使用j个频域样本的频域脉冲整形部分生成的信号；执行n-dft，以产生n个频域样本，所述n个样本中的j个样本与所述j个频域样本相关，所述j个样本是通过所述发射脉冲形状进行脉冲整形的；通过将所述发射脉冲形状的影响处理为信道的一部分，对所述j个样本中的l个样本进行信道均衡；通过将所述l个样本中的每一个与l个非零系数中的相应一个相乘，对所述l个样本进行奈奎斯特脉冲整形，以产生l个脉冲整形输出，其中，所述l个非零系数表示奈奎斯特脉冲形状的频率响应；用零值填充所述l个脉冲整形输出，以产生2k个频域样本，其中，所述l个脉冲整形输出集中在所述2k个频域样本内；对所述2k个频域样本执行2k-idft；处理所述2k个输出，以产生k个复数符号，其中，k是使用所述信号发射和接收的qam符号的数量；如果k为奇数，k≤j≤2k，如果k为偶数，k 1≤j≤2k；如果k为偶数，j≥l≥k 1，如果k为奇数，j≥l≥k；l为奇数；n≥k为idft的大小。
23.可选地，在上述任一实施例中，所述奈奎斯特脉冲形状与所述发射脉冲形状无关。
24.可选地，在上述任一实施例中，执行信道均衡包括：对于所述l个样本中的每一个，确定q_l＝(h_l r_l)/(|h_l|^2 σ^2)，其中，r_l是j个样本中的l个样本中的第l个样本；h_l是对应于所述j个样本中的所述l个样本中的所述第l个样本的信道估计，所述信道估计包括所述发射脉冲形状的影响；σ^2是噪声方差。
25.在一些实施例中，所述装置还包括：接收包括j和k的信令，其中，所述接收包括j和k的信令包括接收一组可能值中的j值的索引；或一组可能k/j值中的k/j值的索引。
26.根据本发明的又一个方面，提供了一种通信方法，包括：对k个复数符号执行傅里叶变换操作，以产生k个傅里叶变换输出；从所述k个傅里叶变换输出产生一组2k个输出，所述2k个输出包括k个实数分量和k个虚数分量；通过将所述2k个输出中的j个输出中的每一个与j个非零系数中的相应一个相乘，对所述2k个输出进行脉冲整形，以产生j个脉冲整形输出，其中，所述j个非零系数表示一组脉冲形状中的一个脉冲形状的频率响应，如果k为奇
数，k≤j≤2k，如果k为偶数，k 1≤j≤2k；对所述j个脉冲整形输出执行傅里叶逆变换操作，以产生傅里叶逆变换输出；输出所述傅里叶逆变换输出。
附图说明
27.现在参考附图描述本发明的实施例，其中：
28.图1为应用于通信设备发射器中的dft-s-ofdm波形的fdss技术示例的框图；
29.图2a为本发明实施例提供的用于生成小papr波形的系统的框图；
30.图2b为本发明实施例提供的用于生成小papr波形的系统的方法的流程图；
31.图3为本发明实施例提供的用于生成小papr波形的另一个系统的框图；
32.图4为本发明实施例提供的用于接收由图3的发射器生成的小papr波形的接收器的框图；
33.图5为本发明实施例提供的用于图4所示接收器中的后处理器的示例实现方式的框图；
34.图6为说明了几个rrc脉冲的滤波器和数据索引与用于图3中所示发射器的fdss操作中的滤波器值fj之间的关系的曲线；
35.图7为说明了本发明实施例提供的可用于代替图3的发射器中的处理器和2k-dft块的替代操作的框图；
36.图8为通信系统的网络图；
37.图9a为示例性电子设备的框图；
38.图9b为示例性基站的框图；
39.图10为组件模块的框图；
40.图11为本发明实施例提供的用于接收小papr波形的接收器的框图；
41.图12描述了在接收器中应用奈奎斯特脉冲形状以创建实域正交性；
42.图13示出了j、k和l值之间相互作用的示例；
43.图14为示出了papr与频谱效率权衡的图表；
44.图15示出了papr性能的示例；
45.图16示出了bler性能的示例；
46.图17示出了通过选择不同rrc参数β值的l≤j的bler性能的示例。
具体实施方式
47.下文详细论述了当前示例性实施例的操作及其结构。但应了解，本发明提供的许多适用发明概念可体现在多种具体环境中。所论述的具体实施例仅仅说明本发明的具体结构和使用本发明的具体方式，而不限制本发明的范围。
48.离散傅里叶变换扩频正交频分复用(discrete fourier transform spread orthogonal frequency division multiplexing，dft-s-ofdm)波形可用于努力提高功率放大器在ofdm波形上的效率。其它技术可以与这样的波形结合使用，以进一步减小上行信道的papr。一种这样的方法是通过应用频域频谱整形(frequency domain spectrum shaping，fdss)，将dft-s-ofdm波形产生的典型正弦脉冲改变为papr较小的脉冲。
49.图1示出了一种示例性发射器，其中fdss已应用于通信信道上行链路中的二进制相移键控(binary phase shift keying，bpsk)dft-s-ofdm波形。k个符号被输入到预处理器102，输出2k个符号。然后，2k个符号经历离散傅里叶变换(discrete fourier transform，dft)104，该变换产生2k个输出。2k个输出中的至少一些可以在中继器106中重复以产生j≥2k个输出。j个输出由产生j个输出的fdss块108整形。在fdss块108中，将j个数据输出乘以j个非零fdss系数。然后，j个长度输出被馈送到n离散傅里叶逆变换(inverse discrete fourier transform，idft)块110，然后在并行到串行(parallel to serial，p/s)转换112之后进行传输。
50.图1所示fdss的一种实现方式是增强的旋转qpsk。此实现方式将非零fdss系数的数量设置为j＝2k，因此fdss的脉冲形状的宽度为偶数。将j的值设置为2k可确保不会出现不必要的带宽扩展。
51.虽然通过使用增强型旋转qpsk fdss减小了dft-s-ofdm波形的papr，但其实现方式对输入波形产生了额外的限制。虽然这种技术是以qpsk命名的，但它实际上使用了bpsk星座；因此，增强型旋转qpsk fdss具有与bpsk调制相同的频谱效率。
52.只有bpsk星座适合增强型旋转qpsk fdss，而更高阶调制(例如，m进制qam)不适合，因为这些星座或调制方案需要更多的fdss系数j，其中，j》2k，导致不可接受的带宽扩展。否则，在不扩展带宽的情况下，使用较少数量的fdss系数实现更高阶调制将导致正交性的损失。同样，当使用j＝2k的增强型旋转qpsk fdss脉冲时，高阶调制实现方式的误块率(block error rate，bler)性能会由于正交性损失引起的自干扰而减小。
53.图2a为本发明实施例提供的发射器的框图。发射器200具有接收k个复杂qam符号201的qam符号处理器块202。qam符号处理器块202处理k个复数符号201以产生2k个处理器输出203。2k个处理器输出203被输入到傅里叶变换(fourier transform，ft)块204(例如，fft或dft)，产生2k个ft输出。包括来自ft块204的2k个输出中的j个输出的子集205被输入到频域频谱整形(frequency domain spectral shaping，fdss)块206，产生j个fdss输出207，其中，k≤j≤2k-1，且j为奇数。j个fdss输出207被输入到傅里叶逆变换(inverse fourier transform，ift)块208(例如，ifft或idft)，产生n个ift输出209，然后从发射设备输出，其中，n≥j。在一些实施例中，输出可以来自调制解调器。可选地，输出可以由天线发射，可能在被未示出的其它组件处理之后(例如，并行到串行转换)。
54.在操作中，k个复杂qam符号被输入到qam符号处理器块202中。qam符号可以来自任何阶数的qam星座。在一些实施例中，qam星座是qpsk、16qam、64qam，但是也可以使用高阶星座。k可以是偶数或奇数，k》2。在一些实施例中，k是资源块(resource block，rb)中子载波(tone)数量的整数倍。例如，在rb包括12个子载波的情况下，k可以是12、24、36等。处理器块202通过将k个qam符号201分成各自的实数分量和虚数分量来产生2k个输出，并且分量按每个连续符号的实数分量的顺序排列，然后是从第一个符号到第k个符号的虚数分量。
55.ft块204将2k个傅里叶变换操作应用于2k个符号203，产生2k个ft输出。在ft操作之后，包括2k个ft输出205中的j个输出的子集被输入到fdss块206中。在k的值为奇数的情况下，k≤j≤2k-1；或者，k可以是偶数值，在这种情况下，k 1≤j≤2k-1，因为j必须是奇数。j的值根据fdss的脉冲形状确定。
56.在一些实现方式中，傅里叶变换操作的输出可以循环移位。下面更具体地描述循
环移位，其中，傅里叶变换操作是2k dft。在傅里叶变换操作的输出不循环移位的实现方式中，2k个ft输出205中的j个输出以第(k 1)个ft输出为中心。在2k个ft输出循环移位k的实现方式中，2k个ft输出205中的j个输出以第一ft输出为中心。
57.fdss块206将2k个dft输出205中的j个输出中的每一个与表示共轭对称脉冲形状的频率响应的j个非零系数中的相应一个相乘。以这种方式，频域脉冲整形器206产生j个fdss输出207。
58.j个fdss输出207被输入到傅里叶逆变换块208。在一些实施例中，傅里叶逆变换块208是具有n个输入(n-idft)的离散傅里叶逆变换块。通常，并非所有输入都可用于有用的数据。例如，有些输入可以保留给保护带。有用子载波的数量在这里被称为n
useful
。在这种情况下，j的值小于或等于n
useful
。傅里叶逆变换块208产生n个ift输出209(再次可以来自调制解调器)，然后从发射设备输出，并可选地使用天线发射。在实践中，j的值小于或等于n
useful
，因此其它输入也可以由傅里叶逆变换块处理。特别地，n-idft可以并行处理n
useful
–
j个其它n-idft输入以及上述单个发射器链相关的输入。
59.图2b为本发明实施例提供的用于生成小papr波形的系统的方法的流程图。例如，所述方法可以使用图2a的发射器来实现。所述方法以块250开始，通过将k个复杂qam符号分成k个实数分量和k各虚数分量来处理一组k个复杂qam符号，以产生一组2k个输出，所述一组2k个输出依次包括第一个符号的实数分量、第一个符号的虚数分量、第二个符号的实数分量、第二个符号的虚数分量
……
第k个符号的实数分量、第k个符号的虚数分量，其中，k≥2。所述方法继续进行到块252，对2k个输出执行傅里叶变换操作，以产生2k个傅里叶变换输出。所述方法继续进行到块254，通过将所述2k个傅里叶变换输出中的j个输出中的每一个与j个非零系数中的相应一个相乘，执行频域频谱整形(frequency domain spectral shaping，fdss)，以产生j个fdss输出，其中，所述j个非零系数表示共轭对称脉冲形状的频率响应，j是奇数，且k≤j≤2k-1。在傅里叶变换操作的输出不循环移位的情况下，所述2k个傅里叶变换输出中的j个输出以第(k 1)个傅里叶变换输出为中心，或在所述2k个傅里叶变换输出循环移位k的情况下，所述2k个傅里叶变换输出中的j个输出以第一个傅里叶变换输出为中心。所述方法继续进行到块256，使用傅里叶变换逆操作来处理j个fdss输出，以产生n个傅里叶逆变换输出。最后，在块258中，输出或发送基于n个傅里叶变换输出的输出。
60.有利的是，与图1的方法相比，图2a和图2b的方法没有自干扰，结果是可能有更好的bler性能。出于同样的原因，所提供的方法和系统适用于任何调制阶数，没有带宽扩展，而图1通常限于增强型旋转qpsk实现方式，并具有由此产生的bspk频谱效率。所提供的系统和方法可以灵活使用k≤j≤2k-1个fdss长度(仅在k为奇数时保持j＝k)。可以灵活实现在papr与频谱效率之间平衡的设计。例如，如果使用qpsk星座，并且j＝k(k必须是奇数)，结果比具有j》k的设计更差(更大)papr，但频谱效率更高。此外，j＝k的这种特定设计仍然具有与qpsk dft-s-ofdm相同的频谱效率的优点，但papr小于qpsk dft-s-ofdm的papr。
61.所提供的系统和方法的输出是圆形卷积单载波偏移qam(offset qam，oqam)波形。这具有实域正交性条件，因此避免了自干扰。此外，可以使用具有不同频谱效率的脉冲形状范围。
62.现在参考图3，示出了图2a的发射器的更详细实现方式的示例。图3的发射器与图2a的发射器的不同之处在于，图2a的傅里叶变换204被指定为离散傅里叶变换304(例如，
fft)；图2a的傅里叶逆变换208被指定为n-idft 308(具有n个输入的离散傅里叶逆变换，例如，n-ifft)，并示出了包括并行到串行转换器312和循环前缀(cyclic prefix，cp)插入器314的其它处理元件。
63.处理器202从任何星座(例如qpsk、16qam、64qam等)中获取k个qam符号，并将它们分为实数分量和虚数分量。k可以是奇数或偶数。结果是一组包括2k个虚实符号的输出。假设a1 ib1、a2 ib2……ak
ibk是qam符号的并行k个数量，则2k个并行输出可以表示为a1、ib1、a2、ib2......ak、ibk。
64.dft 304提取2k个输入a1、ib1、a2、ib2......ak、ibk并执行2k-dft。有两种众所周知的索引2k-dft输出的方法：第一种是第二种是只有2k个dft输出中的j个输出会进行以下详细说明的进一步处理。
65.正如前面提到的，j总是一个奇数。如果k是奇数，则k≤j≤2k-1；如果k是偶数，则k 1≤j≤2k-1。j的值根据脉冲形状确定。fdss系数f1、f2......fj表示共轭对称脉冲的非零频率分量。在一些实施例中，系数表示实奈奎斯特脉冲。
66.根升余弦(root raised cosine，rrc)是可以使用的脉冲的一个示例。假设f(ω)为rrc的频率响应。根据定义，对于ω≥(1 β)/2t，f(ω)为0，其中，1/t为奈奎斯特速率。f(ω)的所有j个非零样本用作fdss系数。在这种情况下，
67.第一种索引方法
68.在一些实施例中，使用第一种索引方法在这种情况下，有两种方法可以执行fdss。
69.在第一种方法中，j个fdss输出由以下公式给出：
[0070][0071]
其中，中心为
[0072]
在第二种方法中，2k个dft输出循环移位k，但脉冲系数保持不变。在这种情况下，j个fdss输出可以通过将2k个dft输出循环移位k得到，该输出由以下公式给出：
[0073][0074]
其中，中心为
[0075]
这可以通过假设布置在一个圆圈中来理解，其中在第一种方法中作为中心，在第二种方法中作为中心。
[0076]
第二种索引方法
[0077]
在一些实施例中，使用第二种索引方法有两种等效的方法可用。在第一种方法中，j个fdss输出由以下公式给出：
[0078][0079]
其中，中心为
[0080]
在第二种方法中，j个fdss输出可以通过将2k个dft输出循环移位k得到，该输出由
以下公式给出：
[0081][0082]
其中，中心为
[0083]
接收器
[0084]
在以下对接收器的描述中，使用了第一索引方法但对于使用第二索引方法的情况，可以采用类似的方法。
[0085]
图4为本发明实施例提供的适合与图3的发射器一起使用的接收器的框图。示出的是按顺序连接在一起的以下块：cp去除器块400、串行到并行转换器402、n-dft块404、均衡器406、fdss块408、2k-idft块410和后处理器412。这些功能块执行针对发射器描述的操作的相反操作。仅从n-dft 404的输出中获取相关的j个频率分量。需要说明的是，此接收器采用单抽头均衡。
[0086]
fdss块408从n-dft 404中提取j个输出，并将j个输出与j个非零系数相乘。这些系数是发射器中使用的f1、f2......fj的复共轭。由于脉冲是真实的甚至对称的，因此频率响应是真实的甚至对称的。因此，需要说明的是，在接收器中执行的从n到j的解映射与发射器中j到n的映射相对应。
[0087]
fdss块408的输出从两侧填充为0，以形成一个2k矢量，该矢量用作2k-idft 410的输入。假设输出为410的输入。假设输出为在这里，是对实信号的虚干扰，同样是对虚信号的实干扰。
[0088]
后处理器412将2k个输入后处理器412将2k个输入作为输入并通过将实值和虚值组合成复值输出k个qam符号作为输入并通过将实值和虚值组合成复值输出k个qam符号这些是接收到的qam符号，然后可以进行进一步处理。在后处理器412中去除对实信号的虚干扰和对虚信号的实干扰。
[0089]
图5为处理2k个输入的后处理器的示例实现方式的框图。将通过示例描述处理输入500的前两个输入的功能。第一个输入被输入到re()运算符502，该运算符采用复输入并输出该复输入的实部。第二个输入被输入到im()运算符504，该运算符采用复输入并输出该复输入的虚部。re()运算符502和im()运算符504的输出在加法器506中组合以产生输出508。
[0090]
图6示出了fdss块中可使用的不同rrc脉冲的几个示例。所示为k＝6和j＝11、9或7的示例。在每种情况下，脉冲都以k 1＝7为中心。需要说明的是，脉冲形状对papr有影响。
[0091]
在所描述的实施例中，fdss长度是奇数和共轭对称的，使得脉冲在时域上是真实的。在一些实施例中，脉冲为奈奎斯特脉冲。上述事实与脉冲以dft输出的数据为中心的特定方式一起产生具有实域正交性的圆形卷积单载波oqam信号。因此，与参考图1描述的情况相反，没有正交性的损失。此外，由于存在实域正交性，所提供的系统和方法不具有自干扰，因此可以适用于任何qam调制阶数。
[0092]
另一个优点是，不需要使用过多的带宽。与参考图1描述的使用j＝2k个子载波的增强型旋转qpsk相比，分配k≤j≤2k-1个子载波以发送k个qam符号。因此，与dft-s-ofdm相比，所提供的系统和方法高效地平衡了papr和频谱效率。此外，当j＝k时，频谱效率与dft-s-ofdm相同，但papr较小。
[0093]
qam符号处理器和2k-dft可以替换为k-dft和其它操作。这可以实现，因为数据信号是实信号或虚信号。图7为可用于替换发射器图中处理器和2k-dft的功能元件的框图。
[0094]
与图3中发射器框图中所示的处理器一样，k个qam符号701用作初始输入。在本实施例中，k个符号701首先输入到k-dft块702。k-dft块702产生长度为k的矢量703，然后将其输入到乘法块中，乘法因子为0.5 704。然后，所得乘积用作翻转操作块705的输入，并用作正值输入求和块707和708。翻转操作块的输出被输入到共轭块706，所得输出被用作正值输入求和块707，作为负值输入求和块708。然后，由求和块707和708产生的和被输入到复制操作块710和711中，每个操作块产生长度为2k的矢量712和713。矢量713中的一个被输入到乘法块714，其中矢量713乘以因子在求和节点715处，将从块714产生的输出和由复制操作块710产生的长度2k的矢量712相加在一起。然后，求和节点715的输出可以进入fdss，并通过剩余块进行处理，如前面参考图3所述。
[0095]
在上面的框图中，翻转操作反转矢量的阶数。共轭块输出输入矢量的共轭。复制操作复制k长度的矢量两次以获得2k长度的矢量。对于从1到2k的每个k值，乘法运算714将第k-1个元素乘以因子。此方法的复杂性是k(log k c)，其中，c为常数，而2k-fft的复杂性为2k log 2k。
[0096]
使用图7方法的一个优点是，通过用k-dft替换2k-dft，可以降低复杂性开销。dft-s-ofdm使用k-dft，因此这种方法与dft-s-ofdm匹配相同的复杂度阶数。
[0097]
在一些实施例中，对于本文描述的任何实施例，j个子载波的数量可以自适应调整。这可以在固定的周期内完成，也可以在满足某些触发条件时完成。可以根据任何合适的度量自适应调整j。在一个特定的示例中，调整j以实现所需的papr。更改j必然会更改fdss操作中使用的脉冲形状。
[0098]
回想一下，k≤j≤2k-1是2k个傅里叶输出的子集，j等于fdss脉冲形状中的非零系数的数量。在一些实施例中，调整后的j个子载波的数量与qam星座的大小(即调制阶数)具有固定的关系，使得通过更新qam星座大小，j的值相应地更新为新qam星座大小的相应值。qam星座大小可以在某些基础上自适应调整，然后使用的j的值与该星座大小绑定。给定输入的qam星座大小与其合成的papr之间存在成反比关系。
[0099]
此外，实现目标papr所需的j个子载波的数量可以根据已知fdss脉冲形状的特征确定。例如，rrc脉冲的扩展与其papr之间成反比关系。同样，rrc脉冲的扩展与j个子载波的数量之间成比例关系。
[0100]
在一些实施例中，k≥6。在一些实施例中，如上所述，k是rb大小的倍数。在一些实施例中，j是rb大小的整数倍减1。因此，对于rb大小为12，j可以是12的整数倍减1，因为j需是奇数，例如，11、23、35等。
[0101]
图8示出了本发明实施例可以在其中实现的示例性通信系统100。一般而言，通信系统100使得多个无线或有线元件能够传输数据和其它内容。通信系统100的目的可以是通
division multiple access，tdma)、频分多址(frequency division multiple access，fdma)、正交fdma(orthogonal fdma，ofdma)或单载波fdma(single-carrier fdma，sc-fdma)。
[0107]
基站170a和170b可以实现通用移动通讯系统(universal mobile telecommunication system，umts)陆地无线接入(universal terrestrial radio access，utra)以使用宽带cdma(wideband cdma，wcdma)建立空口190。在这种情况下，基站170a和170b可以实现hspa、hspa 等协议，其中，hspa 可选地包括hsdpa和/或hsupa。可选地，基站170a和170b可以使用lte、lte-a和/或lte-b与演进型utms陆地无线接入(evolved utms terrestrial radio access，e-utra)建立空口190。考虑到通信系统100可以使用多信道接入功能，包括上文描述的那些方案。用于实现空口的其它无线技术包括ieee 802.11、802.15、802.16、cdma2000、cdma2000 1x、cdma2000 ev-do、is-2000、is-95、is-856、gsm、edge和geran。当然，可以使用其它多址接入方案和无线协议。
[0108]
ran 120a和120b与核心网130进行通信，以便向ed 1310a至1310c提供各种服务，例如，语音、数据和其它服务。ran 120a和120b和/或核心网130可以与一个或多个其它ran(未示出)进行直接或间接通信，这些ran可以或可以不直接由核心网130服务，并且可以或可以不采用与ran 120a和/或ran 120b相同的无线接入技术。核心网130还可以充当(i)ran 120a和120b之间和/或ed 1310a至13101c之间以及(ii)其它网络(例如，pstn 140、互联网150和其它网络160)之间的网关接入。另外，ed 1310a至1310c中的部分或全部可以包括使用不同无线技术和/或协议通过不同无线链路与不同无线网络进行通信的功能。ed可通过有线通信信道与服务提供商或交换机(未示出)以及互联网150进行通信，而不是无线通信(或除此之外)。pstn 140可以包括用于提供传统电话业务(plain old telephone service，pots)的电路交换电话网络。互联网150可以包括计算机网络和/或子网(内网)，并包含ip、tcp和udp等协议。ed 1310a至1310c可以是能够根据多种无线接入技术进行操作的多模设备，并包含支持这些技术所需的多个收发器。
[0109]
图9a和图9b示出了可以实现本发明提供的方法和教示的示例性设备。特别地，图9a示出了示例性ed 1310，图9b示出了示例性基站170。这些组件可以用于通信系统100或任何其它合适的系统中。
[0110]
如图9a所示，ed 1310包括至少一个处理单元1400。处理单元1400实现ed 1310的各种处理操作。例如，处理单元1400可以执行信号编码、数据处理、功率控制、输入/输出处理或任何其它使ed 1310能够在系统100中操作的功能。处理单元1400还可以用于实现本文更详细地描述的部分或全部功能和/或实施例。每个处理单元1400包括任何合适的用于执行一个或多个操作的处理或计算设备。每个处理单元1400可以包括微处理器、微控制器、数字信号处理器、现场可编程门阵列或专用集成电路等。
[0111]
ed 1310还包括至少一个收发器1402。收发器1402用于对数据或其它内容进行调制，其中，数据或其它内容用于通过至少一个天线或网络接口控制器(network interface controller，nic)1404进行传输。收发器1402还用于将至少一个天线1404所接收的数据或其它内容解调制。每个收发器1402包括任何合适的用于生成进行无线或有线传输的信号和/或用于处理通过无线或有线方式接收的信号的结构。每个天线1404包括任何合适的用于发送和/或接收无线或有线信号的结构。一个或多个收发器1402可以用于ed 1310中。一
个或多个天线1404可以用于ed 1310中。尽管收发器1402以单个功能单元示出，但还可以使用至少一个发射器和至少一个单独的接收器来实现。
[0112]
ed 1310还包括一个或多个输入/输出设备1406或接口(例如，到互联网150的有线接口)。输入/输出设备1406可以与网络中的用户或其它设备进行交互。每个输入/输出设备1406包括用于向用户提供信息或从用户接收信息的任何合适的结构，例如扬声器、麦克风、小键盘、键盘、显示器或触摸屏，包括网络接口通信。
[0113]
另外，ed 1310包括至少一个存储器1408。存储器1408存储由ed 1310使用、生成或收集的指令和数据。例如，存储器1408可以存储用于实现本文描述的部分或全部功能和/或实施例并由处理单元1400执行的软件指令或模块。每个存储器1408包括任何合适的一个或多个易失性和/或非易失性存储与检索设备。可以使用任何合适类型的存储器，例如，随机存取存储器(random access memory，ram)、只读存储器(read only memory，rom)、硬盘、光盘、用户识别模块(subscriber identity module，sim)卡、记忆棒、安全数码(secure digital，sd)存储卡。
[0114]
如图9b所示，基站170包括至少一个处理单元1450、至少一个发射器1452、至少一个接收器1454、一个或多个天线1456、至少一个存储器1458和一个或多个输入/输出设备或接口1466。可以使用未示出的收发器代替发射器1452和接收器1454。调度器1453可以与处理单元1450耦合。调度器1453可以包括在基站170内，也可以与基站170分开操作。处理单元1450实现基站170的各种处理操作，例如，信号编码、数据处理、功率控制、输入/输出处理或任何其它功能。处理单元1450还可以用于实现本文更详细地描述的部分或全部功能和/或实施例。每个处理单元1450包括任何合适的用于执行一个或多个操作的处理或计算设备。每个处理单元1450可以包括微处理器、微控制器、数字信号处理器、现场可编程门阵列或专用集成电路等。
[0115]
每个发射器1452包括任何合适的用于生成与一个或多个ed或其它设备进行无线或有线传输的信号的结构。每个接收器1454包括任何合适的用于处理从一个或多个ed或其它设备通过无线或有线方式接收的信号的结构。虽然至少一个发射器1452和至少一个接收器1454示为单独的组件，但它们可以组合为收发器。每个天线1456包括任何合适的用于发送和/或接收无线或有线信号的结构。虽然共用天线1456在这里示为与发射器1452和接收器1454耦合，但一个或多个天线1456可以与一个或多个发射器1452耦合，一个或多个单独的天线1456可以与一个或多个接收器1454耦合。每个存储器1458包括任何合适的一个或多个易失性和/或非易失性存储与检索设备，例如上文结合ed 1310描述的那些设备。存储器1458存储由基站170使用、生成或收集的指令和数据。例如，存储器1458可以存储用于实现本文描述的部分或全部功能和/或实施例并由处理单元1450执行的软件指令或模块。
[0116]
每个输入/输出设备1466可以与网络中的用户或其它设备进行交互。每个输入/输出设备1466包括任何合适的用于向用户提供信息或从用户接收信息/提供来自用户的信息的结构，包括网络接口通信。
[0117]
应当理解的是，本文提供的实施例方法中的一个或多个步骤可以由对应的单元或模块结合图10执行。例如，信号可以由发射单元或发射模块进行发送。信号可以由接收单元或接收模块进行接收。信号可以由处理单元或处理模块进行处理。其它步骤可通过以下执行：
[0118]
qam信号处理模块，将复数符号分为实数分量和虚数分量；
[0119]
傅里叶变换模块；
[0120]
脉冲整形模块；
[0121]
傅里叶逆变换模块。
[0122]
各个单元/模块可以是硬件、软件或其组合。例如，一个或多个单元/模块可以是集成电路，例如，现场可编程门阵列(field programmable gate array，fpga)或专用集成电路(application-specific integrated circuit，asic)。应当理解的是，如果这些模块是软件，则这些模块可以由处理器根据需要全部或部分检索，单独或集体检索用于处理，根据需要在一个或多个实例中检索，并且这些模块本身可以包括用于进一步部署和实例化的指令。
[0123]
关于ed 110和基站170的其它详细内容是本领域技术人员已知的。因此，为了清楚起见，这里省略了这些详细内容。
[0124]
虽然所提供的系统和方法已经在无线通信的上下文中描述，但它们也可以用于mmwave、微波回程、6g中的ntn，甚至用于取代rel-15中的π/2-bpsk调制。
[0125]
发射器和接收器频域频谱整形解耦
[0126]
在上述实施例中，脉冲整形发生在发射器中，并且相应的操作发生在接收器中，使得发射器和接收器必须知道脉冲形状。理想情况下，发射器中的脉冲形状是奈奎斯特脉冲，因为这保证了没有符号间干扰(inter-symbol interference，isi)。需要说明的是，当发射器脉冲乘以匹配的滤波器脉冲形状一起产生总体奈奎斯特脉冲形状时，发射器脉冲形状被称为奈奎斯特脉冲。例如，作为升余弦脉冲形状的总体脉冲形状，发射器脉冲是根升脉冲，当所述脉冲是发射器特定的，且不是发射和接收脉冲形状的组合效应时，也可以被称为奈奎斯特脉冲形状。
[0127]
此外，限制j为奇数。fdss系数f1、f2......fj表示共轭对称脉冲的非零频率分量。j和脉冲形状的选择代表了papr和容量之间的权衡。在一些实施例中，发射脉冲形状是在一些其它基础上选择的，例如，目的是最小化作为给定j值和给定发射星座或调制阶数的一组发射脉冲形状中的带外发射。
[0128]
在另一个实施例中，发射器中的脉冲形状不被限制为奈奎斯特脉冲。正因为如此，不同的脉冲形状可以用于具有更好papr的发射器。此外，不限制j为奇数。预计在发射器中使用奈奎斯特脉冲将破坏接收器的正交性，会影响bler性能。对于16qam、64qam或更高的较大星座，bler性能的损失预计将是显著的。因此，预计使用非奈奎斯特(non-nyquist)脉冲和偶数长度的奈奎斯特脉冲是不合适的。然而，在这些实施例中，在接收器中执行进一步的处理，可能消除非奈奎斯特发射器脉冲形状的影响，并在转换到时域之前确保奈奎斯特脉冲形状。以这种方式，奈奎斯特脉冲形状的优点是没有isi和正交性，且被保留，从而避免了对bler的不好影响，但具有可能改善papr的信号在信道上传输。使用这种方法，接收器甚至不需要知道发射器中使用的脉冲形状。因此，发射器可以根据其自己的优先级(例如，papr)自适应地选择脉冲形状，并且接收器可以处理信号，而不需要任何额外的开销来通知接收器使用了什么脉冲形状。
[0129]
本实施例的发射器的结构与前面参考图1和图2a描述的相同，除了以下区别：
[0130]
a.如果k为奇数，参数j满足k≤j≤2k，如果k为偶数，参数j满足k 1≤j≤2k。
[0131]
b.j不一定是奇数；然而，保持j为奇数有避免重整形过程中能量损失的好处。这是因为，虽然j可以是偶数，但接收器将使用l的奇值，如下所述，这意味着在其中一个边缘子载波上传输的一些信号将被消除。
[0132]
c.脉冲形状可以是奈奎斯特脉冲形状或非奈奎斯特脉冲形状。脉冲形状可以在发射器上选择，例如，以最小化papr。发射器奈奎斯特脉冲，例如，rrc(虽然rrc本身不是奈奎斯特，但发射器和接收器中的rrc组合结合以产生rc脉冲(即奈奎斯特脉冲)的效果)与非零整形系数提供比dft-s-ofdm更小的papr，所述发射器奈奎斯特脉冲在频域上具有矩形脉冲形状。矩形脉冲形状相当于rrc脉冲形状，α＝0。rrc随着脉冲整形因子α的增加提供更小的papr。
[0133]
d.在一些实施例中，使用非奈奎斯特发射脉冲，如高斯(gaussian)脉冲、韦尔奇(welch)脉冲和凯撒(kaiser)脉冲，这些脉冲具有进一步减小papr的能力。非奈奎斯特发射脉冲的另一个示例是升余弦(raised cosine，rc)脉冲，例如，0.5≤α≤1的脉冲。在fdss块中，与前面一样，f1、f2......fj表示脉冲的所有非零频率样本。对于奇数j，fdss可以像前面描述的那样，并基于上面描述的两种索引方法之一工作，有/没有循环移位。
[0134]
e.脉冲可以是奈奎斯特脉冲或非奈奎斯特脉冲，但是，它应该具有钟形，以获得所需的papr和bler性能。如果j是奇数，则应表示脉冲的中心。如果j是偶数，则和表示距离中心最近的频率。
[0135]
在一些实施例中，发射器选择脉冲形状，和/或j。选择j的能力使得发射器可以通过从k≤j≤2k中选择可变大小的脉冲宽度来支持不同的频谱效率。
[0136]
这样做可以最大限度地减小papr和/或满足其它目标。对于给定的星座/调制阶数，脉冲形状和j影响papr。不同的脉冲形状可以给出给定j值和给定星座的最佳papr。例如，凯撒脉冲形状可以针对一个j值和特定星座给出最佳papr，而韦尔奇脉冲形状可以针对相同的j值和不同星座给出最佳papr。在一些实施例中，发射器根据信道/星座在脉冲形状和/或j值之间自适应地切换。在一些实施例中，自适应选择调制和编码方式，这确定了星座，然后据此选择脉冲形状和/或j值。j值越大会降低频谱效率，因此可以根据目标频谱效率与papr权衡来选择j。j越大，papr越好，频谱效率越低。
[0137]
图11为本发明实施例提供的适合与本实施例一起使用的接收器的框图。许多功能与图4的接收器相同，包括：cp去除器块400、串行到并行转换器402、n-dft 404、2k-idft块410和后处理器412。这些功能块执行针对发射器描述的操作的相反操作。仅从n-dft 404的输出中获取相关的j个频率分量。需要说明的是，这实际上是一个子载波解映射操作。可选地，可以在n-dft的输出端提供子载波解映射器块。需要说明的是，在接收器中执行的从n到j的解映射与发射器中j到n的映射相对应。
[0138]
图11与图4的不同之处在于：
[0139]
a.取代一个抽头信道均衡器406，提供了基于信道和发射脉冲的均衡器1106，这将在下文详细解释；
[0140]
b.取代基于发射脉冲形状的fdss块408，提供了不基于发射脉冲形状的奈奎斯特fdss块1108，这也将在下文详细解释。
[0141]
基于信道和发射脉冲的均衡器
[0142]
假设为该块1106的输入，对应于发射的脉冲形状信号d1、d2......dj。输入rj可以表示为
[0143][0144]
其中，为第j个子载波的信道频率分量，fj为对应的发射脉冲整形系数，sj为信号分量。
[0145]
考虑到发射脉冲整形系数作为信道的一部分(透明方法)，信道和fdss系数乘积被估计为其中，∈j是估计误差。需要说明的是，这种估计发生在接收器中，而不需要了解发射脉冲形状。为了信道估计的目的，发射的信号包括与数据进行相同脉冲整形的导频。在导频上执行的信道估计，而不去除脉冲整形，将结合实际信道和发射脉冲形状的影响。
[0146]
现在，通过将视为中心，均衡器处理l≤j个中心分量，而忽略其余分量。这里，l总是一个奇数。假设这些l个分量为
[0147]
类似地，考虑到作为中心，均衡器保持l个中心估计信道，作为中心，均衡器保持l个中心估计信道，
[0148]
l个分量位于子载波映射的j个输出中。为了不丢失信息，如果k为奇数，l≥k；如果k.为偶数，l≥k 1。结果是，根据l的值，一组j个输出边缘的一些分量被丢弃。由于在发射器中使用了脉冲整形，在任何情况下，频带边缘的能量通常较少，因此丢弃边缘的某些分量所造成的损失并不显著。
[0149]
基于信道和发射脉冲的均衡器1106对每一个执行一个抽头均衡，如下所示
[0150]
其中，σ2是噪声方差。然后，q1、q2......q
l
传递到奈奎斯特fdss 1108。
[0151]
均衡的效果是恢复频域中信号分量s
l
的估计。此时，发射脉冲形状的影响已被消除。
[0152]
奈奎斯特fdss
[0153]
奈奎斯特fdss块1108的输入是频域中一组信号分量s
l
估计。直接对这些信号分量执行2k-idft将导致非正交/自干扰，因为没有应用奈奎斯特脉冲形状(或者可以看到存在方形脉冲形状，而不是奈奎斯特脉冲形状)。
[0154]
为了解决这个问题，不管发射器中使用的脉冲形状如何，奈奎斯特fdss操作都在接收器中执行，并创建实域正交性。所述块的操作如图12所示。在图12中，p1、p2......p
l
是接收器脉冲的所有非零频率样本。接收器脉冲的特征主要有：
[0155]
·
接收器脉冲必须是奈奎斯特脉冲。
[0156]
·
接收器脉冲应该是频域实脉冲，因此，p1、p2......p
l
关于中心实对称。这意
味着是脉冲的中心频率，并且l始终是奇数。
[0157]
·
u1、u2......u
l
是奈奎斯特fdss操作的输出。
[0158]
图13示出了j和l之间相互作用的示例，j是发射脉冲宽度，即信息符号的数量，l是接收器中奈奎斯特脉冲的脉冲宽度。在本示例中，j＝36、k＝18和l＝27，满足前面对l和k的约束条件：
[0159]
如果k为奇数，l≥k；如果k为偶数，l≥k 1；
[0160]
l为奇数；
[0161]
如果k为奇数，k≤j≤2k；如果k为偶数，k 1≤j≤2k。
[0162]
2k-idft
[0163]
2k-idft 410的输入为u1、u2......u
l
。系统将在的左边u1添加(2k-l 1)/2个零值，在右边u
l
添加(2k-l-1)/2个零值，以形成2k矢量。然后，2k-idft 410处理2k矢量以产生输出如上文所述，是对实信号的虚干扰，同样是对虚信号的实干扰。2k-idft的输出可以像之前描述的实施例(参考图4描述)中那样处理。
[0164]
有利地，在本实施例中，发射器能够选择最大限度地减小papr的奈奎斯特脉冲或非奈奎斯特脉冲。发射器可以支持脉冲长度范围，从而平衡频谱效率与papr。接收器不需要知道发射器脉冲形状；因此，发射器可以灵活地使用不同类型的脉冲。所提供的接收器避免了自干扰，因此，对于用作发射器脉冲的不同脉冲形状，包括非奈奎斯特脉冲和偶数长度脉冲，性能不会降低。所述实施例能够在不降低bler性能的情况下使用任何qam星座顺序。
[0165]
接收器能够缩短(枝剪)脉冲宽度(从而降低频谱利用率)，以支持更多的用户，同时保持实域正交性。这允许提高带宽效率，并在多址信道中支持更多用户。这是因为发射器脉冲宽度为j，但接收器仅使用l≤j个子带进行恢复。这意味着额外j-l个子带中的内容对接收器并不重要。因此，不同接收器的传输可以被允许重叠这些子带，而不会产生不利影响。
[0166]
由于接收器可以使用剪枝脉冲形状，而不引入自干扰，因此提高了对载波频率偏移(carrier frequency offset，cfo)的稳定性。通常，信道条件可能会引入载波频率偏移。现在考虑有两个ue具有相邻的子带。由于cfo的原因，一个ue可能会向另一个ue泄漏一些能量。这种能量泄漏主要发生在两个ue的j个子带边缘。然而，由于只处理j个子带的中心l，可以基本上消除这种影响。
[0167]
信令
[0168]
j的值表示给定接收器分配的子载波数。在一些实施例中，例如作为信令的分配带宽部分的一部分，j通过信号发送到接收器。在一些实施例中，k也包括在发送到接收器的信令中。在一些实施例中，k包括在信令中，但限于的一组可能的k值，使得可以高效地通过信号发送对其中一个值的索引。在另一个实施例中，发送比率k/j而不是k。该比率k/j决定了papr与频谱效率的平衡。
[0169]
在一些实施例中，该比率k/j被限制为一组可能的值，以节省信令开销。可以发送一组值中的一个值的索引，而不是值本身。一个示例是将k/j量化为{0.5、0.65、0.8、1}。其它分辨率和/或量化也是可能的。在一些实施例中，一组可能值使得papr随着每个k/j减小
的步骤而减小相似的值。分配的子带j可以具有值的范围，因此，对应k可以具有值的范围。然而，通过用信号发送k/j并将其量化到仅几个值，可以减少信令开销。
[0170]
详细信令示例：
[0171]
有两个关键参数：由k表示的qam符号数和分配的子载波j。通常，k≤j≤2k-1。根据这两个参数，提供了一种新的信令方法，可以与3gpp规范中规定的nr帧结构共存。
[0172]
首先，定义了一个新的参数β，在此称为与脉冲形状相关的拉伸因子。拉伸因子β从0.5≤β≤1中提取值。参数β平衡了papr与频谱效率。另外两个参数是为发射器分配的资源块(resource block，rb)的数量，以及携带信息的rb的数量，使得可以将具现化为rb的分配带宽，将具现化为携带有用信号的rb。
[0173]
发射器需要知道两个参数：
[0174]
数据的rb数
[0175]
拉伸因子β。
[0176]
这两个参数通过信令传输，用于上行传输。根据所需的频谱效率和papr来选择参数β，下文将进一步详细说明。根据这些参数，发射器找到rb分配：
[0177][0178]
其中，表示四舍五入到最接近的整数。由于0.5≤β≤1，因此由于β可以采用范围值，也可以采用的整数值。
[0179]
如上所述，发射器被赋予了和β的知识。然后，它使用公式1找到相应的为了执行fdss操作，发射器需要知道参数k和j。通过以下方式找到这些参数。
[0180]
首先，假设m为一个rb的子载波数。在当前的3gpp标准中，m＝12.。然后，找到k和j为：
[0181][0182][0183]
需要说明的是，其它值也是可能的，但通常不建议使用。
[0184]
但是，在上文中，β可以取一定范围的值，但这可能是不可行的，因为信令开销可能会增加。因此，在一些实施例中，α被限制为几个值。例如，β可以被限制为取v个离散值中的一个，即，β∈{l1、l2......lv}。在这种情况下，限于v个值。
[0185]
在一些实施例中，优化{l1、l2......lv}以满足v个不同的频谱效率和papr要求。
[0186]
根据模拟结果，已经发现v＝4电平提供了可接受的分辨率，使得信令开销被限制在两个比特以标识v＝4电平。这些值为：
[0187]
β∈{0.5、0.66、0.83、1}
[0188]
在近似意义上，β与频谱效率因子成正比。观察到papr是β的一个大致线性函数。因此，β∈{0.5、0.66、0.83、1}是一个不错的选择。这种行为如图14所示。
[0189]
根据β∈{0.5、0.66、0.83、1}，下表显示了不同的的值。
[0190]
[0191][0192]
数值结果
[0193]
图15、图16和图17示出了各种其它数值结果。
[0194]
图15示出了64qam的papr性能的示例。观察到凯撒脉冲形状的papr最小。如前所述，不同星座的最佳脉冲形状可能不同。
[0195]
图16示出了使用所提出方法的bler性能的示例。为了完整起见，图16包括接收器脉冲宽度l为偶数的性能结果。观察到所提供的方法产生了良好的bler性能。可以看出，在发射器脉冲宽度为偶数而接收器脉冲宽度不为奇数的情况下，性能会下降。这可以通过比较图例中的第2条和第3条曲线可以看出。这两种情况都使用相同的偶数发射脉冲宽度，但是，在接收器处，第2条曲线适用于奇数接收脉冲宽度，这明显优于第3条曲线，后者使用相
同的偶数发射脉冲宽度。
[0196]
图17示出了l≤j时选择不同rrc参数值的性能示例。需要说明的是，β越小，l越小。在图17中，接收频域样本被剪枝而不使用奈奎斯特脉冲的结果也包括在内，用于截断，称为“截断”。可以观察，随着l减小，性能会发生snr变化。但是，需要说明的是，减小l意味着节省频谱占用率。枝剪脉冲而不是使用奈奎斯特脉冲是一种不重要的替代方法。从图17中可以观察到，枝剪脉冲而不是使用奈奎斯特脉冲会产生误差底限，这与所提供的方法不同。
[0197]
需要说明的是，与之前描述的实施例中一样，上述实施例适用于傅里叶变换输出循环移位和傅里叶变换输出不循环移位的两种情况。
[0198]
根据上述指导，可以进行本发明的许多修改和变型。因此，应当理解，在所附权利要求书的范围内，可以用不同于本文具体描述的方式来实践本发明。