基于调制解析的半导体功率器件功率损耗及结温计算方法与流程

1.本发明属于igbt变流模块功率损耗计算及电热特性分析技术领域，涉及调制解析，具体为基于调制解析的半导体功率器件功率损耗及结温计算方法。


背景技术：

2.牵引变流器作为电力机车的关键部件之一，一直是各项研究的重点关注方向。而半导体功率器件作为牵引变流器的组成基础与核心，其性能直接决定了牵引变流器的性能指标。随着半导体功率模块、变流器等电力电子装置向轻量化、紧凑化、节能化方向发展,半导体功率模块设计显得更加突出。目前采用的估算公式算法计算功率模块损耗的设计方法较粗放，往往会造成较大的设计裕量，不利于轻量化、紧凑化、节能化的设计目标。本专利将着力解决这个问题，从系统级层面考虑，提供一种将调制方式、冷却系统等因素统筹在内的半导体功率器件损耗设计结温设计的方法。
3.关于igbt变流模块功率损耗计算及电热特性分析的研究大致分为三类：
4.第一种为如专利201810490961.3公布的一种牵引变流器在线结温计算方法，该方法基于牵引控制单元实时采集过来的驱动脉冲、电流等信号进行实时损耗及结温的计算，能够捕捉动态过程，结果较准确。但是该方法的实现依赖于控制单元，并不适合产品设计前期缺少控制单元的情况；
5.第二种为如201510344338.3公布了一种采用matalb/simulink仿真软件实现城轨列车牵引变流器的功耗计算建模方法。该方法仿真计算工具受限于载荷点的数量，使软件工具的实际工程应用受到限制。且matalb/simulink仿真模型在面对多种调制方式的应用时非常耗时，还对设计人员的能力要求较高，不利于工程化、模块化；
6.第三种为在线计算功率损耗和结温，如201410205679.8公开了一种风电变流器igbt模块结温在线计算方法，该方法侧重于开关周期功率损耗的结温计算，考虑了结温对损耗的影响，仅能准确计算风电变流器在输出频率较低时的igbt模块的动态波动结温。


技术实现要素：

7.本发明旨在解决如何将调制方式、冷却系统等因素统筹在半导体功率器件损耗及结温计算方法中的技术问题，提供了一种基于调制解析的半导体功率器件功率损耗及结温计算方法。
8.本发明解决其技术问题采用的技术手段是：提供一种基于调制解析的半导体功率器件功率损耗及结温计算方法，包括四个步骤，分别为：
9.步骤一、根据具体的电力电子拓扑电路及其调制方式，建立调制方式的数学模型，进行数学求解，得到其调制方式下的一个周期内的器件导通区间；
10.步骤二、根据功率因数、负载相电流有效值和步骤一得到的导通区间构造一个周期的脉冲电流模型；
11.步骤三、根据导通电流脉冲计算每个电流脉冲对应器件的开通损耗、关断损耗和
通态损耗，进而获得每一个电流脉冲的平均损耗，最后可算得一个正弦波周期的平均损耗；
12.步骤四、以正弦波周期的平均损耗计算的稳态结温为forster热网络模型的初值，以脉冲损耗为动态输入计算一个正弦波周期内的结温波动。
13.本发明提出了根据电力电子拓扑及调制方式来建立调制脉冲及电流脉冲的方法，根据调制方式解析方法获取的脉冲电流数据可计算脉冲形式的损耗波动，从调制方式入手建立脉冲电流模型，计算一个周期内的脉冲损耗，脉冲损耗输入foster热网络模型，进而计算波动结温的一整套方法。从系统级层面考虑，提供一种将调制方式、冷却系统等因素统筹在内的半导体功率器件损耗及结温计算方法，为轻量化、紧凑化以及节能化的变流器设计提供精细化理论计算支撑。
14.本发明的有益效果是：本方法将具体的调制方法纳入功率模块脉冲电流建模，所建脉冲电流模型与实际更接近，避免了不同调制方式下占空比计算困难问题，所算损耗具有更好的精度，且能体现损耗在一个正弦波周期内的波动；以脉冲波动损耗为输入，以forster热网络模型为结温计算模型，可以体现结温在一个正弦波周期内的波动，相比于仅以热阻信息进行计算的结温，所计算的最大结温更准确。
附图说明
15.为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
16.图1为本发明所述基于调制解析的半导体功率器件功率损耗及结温计算方法的流程图。
17.图2为本发明所述两电平电压源型逆变拓扑电路的结构示意图。
18.图3为本发明实施例1中的15分频两电平spwm调制图。
19.图4为本发明实施例1中给定电流有效值为500a、功率因数0.9时，图3对应的一个正弦波周期脉冲电流(电流为正的是流过igbt的电流，电流为负的是流过反向恢复二极管的电流)。
20.图5为本发明实施例1中spwm调制模型脉冲损耗示意图。
21.图6为实施例1中所述带水冷系统的热网络模型。
22.图7为以图5所示脉冲损耗进入图6所示热网络模型，水温为50℃，在系统达到稳态时，脉冲损耗引起的周期性波动图。
23.图8为7分频中间60中间统达调制正弦波与三角载波示意图。
具体实施方式
24.下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
25.实施例1：
26.基于调制解析的半导体功率器件功率损耗及结温计算方法如图1所示，其中如图2
所示的两电平电压源型逆变拓扑电路，由于该拓扑具有结构对称性，每个桥臂上器件所产生的损耗在一个周期内是相等的，仅以第一个桥臂上半部分的igbt s1及反并联二极管d1为例进行方法说明，对该电路采用spwm调制方式，采用上述方案进行损耗及结温计算的步骤如下：
27.1)首先建立spwm调制的数学模型，为了该计算方法具有普遍性，所述方法以一个正弦波周期[0 2π]为例，且横轴采用弧度角；
[0028]
记直流母线电压为u
dc
，记目标正弦波线电压有效值为u，对应spwm调制的调制比为：
[0029][0030]
那么spwm调制的正弦波可表示为：
[0031]
f1＝m*sin(ω)，
[0032]
其中ω为弧度角；
[0033]
记载波比为mf，那么spwm调制的三角载波可表示为f2＝(0 1
ꢀ‑
1 0)，对应的其中k＝0,1，
……
，mf-1；
[0034]
对应地，spwm在一个周期内的调制可转化为在ω∈[0 2π]上求解f1≥f2的数学问题，具体求解时，三角载波描述为多个分段一元一次表达式，在分段区间上去求解，最后获得整个周期内的解；如图3为调制比为0.8、15分频调制方式下的三角载波与正弦调制波，表1所示为该调制方式在[0 2π]区间上解析获得的导通区间，记为angle，每一行对应一个导通区间，导通区间号记为angle_n，具体为表1的第一列数据，angle区间的开始弧度角记为angle_on(也就是开通弧度角)，具体为表1的第二列数据，angle区间的结束弧度角为angle_off(也就是关断弧度角)，具体为表1的第三列数据；
[0035]
表1 15分频调制解析开关导通角
[0036][0037]
2)根据上一步求解出的开关导通角建立一个周期的脉冲电流模型：
[0038]
记电压与电流之间的功率因数为cos(θ)＝k，记负载相电流有效值为a，那么图2中，电机motor运行在牵引工况时，流过s1及d1的总电流为：
[0039][0040]
进而可知，流过s1的电流为：
[0041]
且i＞0，
[0042]
流过d1的电流为：
[0043]
且i＜0；
[0044]
给定电流有效值为500a，功率因数0.9，图3所示的调制解析方式，对应的一个正弦波周期脉冲电流如图4所示；
[0045]
3)根据导通电流脉冲计算每个电流脉冲对应器件的开通损耗、关断损耗、通态损耗，进而获得一个电流脉冲的平均损耗，最后可算得一个正弦波周期的平均损耗：
[0046]
a)计算每一电流脉冲的开通损耗、关断损耗、反向恢复损耗：
[0047]
对于开通损耗、关断损耗、反向恢复损耗的计算，可以依据器件厂家提供的手册曲线通过拟合来获取，具体可表示为：
[0048]
igbt任意一次开通损耗：eoni＝f
on
(i),ω＝angle_oni,且i＞0，
[0049]
igbt任意一次关断损耗：eoffi＝f
off
(i),ω＝angle_offi,且i＞0，
[0050]
二极管任意一次反向恢复损耗：ereci＝f
rec
(|i|),ω＝angle_offi,且i＜0，
[0051]
对于开通损耗，器件手册上是在一定条件的门极电阻下测定的，实际产品应用中，通常会修改门极电阻值，该值对于开通损值有较大的影响；当实际使用门极电阻改变时，应对开通损耗及关断损耗值进行修正，修正依旧采用器件手册上开通损耗随门极电阻变化的曲线修正，该曲线可以表示为：
[0052]
eonr＝f
onr
(ron)，
[0053]
eoffr＝f
offr
(roff)，
[0054]
其中，ron为开通门极电阻，roff为关断门极电阻；
[0055]
那么门极电阻对开通损耗和关断损耗的影响可分别用下式修正：
[0056]
且i＞0，
[0057]
且i＞0，
[0058]
其中，ron_r为实际采用的开通门极电阻，ron_b为手册上测定eon与i关系时采用的电阻，roff_r，为实际采用的关断门极电阻，roff_b为手册上测定eoff与i关系时采用的电阻，eoni_r为任一脉冲经过开通门极电阻修正的开通损耗，eoffi_r为任一脉冲经过关断门极电阻修正的关断损耗；
[0059]
开通门极电阻对二极管反向恢复损耗的影响可用下式表述：
[0060]
erecr＝f
recr
(ron)，
[0061]
那么门极电阻对二极管反向恢复损耗的影响可分用下式修正：
[0062]
且i＜0，
[0063]
b)计算每一电流脉冲的通态损耗：
[0064]
上一步已建立电流模型，通态损耗的计算还需要获取器件的导通压降，这里用器件厂家提供的曲线通过拟合来获取，具体表示为：
[0065]
ibgt的导通饱和压降为：vce＝f
vce
(i)，
[0066]
反向恢复二极管的导通饱和压降为：vf＝ff(|i|)，
[0067]
进而，igbt在每一个导通区间的通态损耗，以弧度角为尺度积分表示为：
[0068]
反馈二极管在每一个导通区间的通态损耗，以弧度角为尺度积分表示为：
[0069][0070]
c)计算每一电流脉冲的导通时间：
[0071]
记调制正弦波电流频率为f，那么任一调制电流脉冲的导通时间为：
[0072][0073]
d)计算每一电流脉冲的平均功率损耗：
[0074]
流过igbt的每一个电流脉冲产生的平均功率损耗分别为：
[0075][0076]
式中第一部分为脉冲平均开通关断损耗，第二部分为脉冲平均通态损耗；在计算时，由于通态损耗的积分算法以弧度角为单位，故在计算时域平均损耗时进行了弧度角到时域的换算；从结果表达式来看，通态损耗与频率无关，开通关断损耗与频率有关(隐含表达式，ti与频率有关)该结果与通用估算表达式算法的结果一致；
[0077]
流过反向恢复二极管的每一个电流脉冲产生的平均功率损耗分别为：
[0078][0079]
式中第一部分为脉冲平均开通关断损耗，第二部分为脉冲平均通态损耗；同样地，在计算时域平均损耗时进行了弧度角到时域的换算；
[0080]
给定正弦波频率为50hz，调制如图3所示，电流脉冲如图4所示，其时域脉冲损耗如图5所示；
[0081]
e)计算一个正弦波周期内的平均损耗，
[0082]
igbt在一个正弦波内的平均损耗为：
[0083][0084]
反向恢复二极管在一个正弦波内的平均损耗为：
[0085][0086]
4)结温计算：
[0087]
根据igbt在一个正弦波周期的平均功率损耗、反向恢复二极管在一个正弦波周期的平均功率损耗计算稳态结温；再以igbt的脉冲损耗、反向恢复二极管的脉冲损耗为输入，采用forster热网络模型计算一个周期内的动态结温。
[0088]
在结温设计时，仅仅以正弦波周期平均损耗计算稳态平均结温是不足的。由于实际损耗是以脉冲形式产生的，forster热网络模型还存在惯性(热容引起)，这就导致稳态运行时在一个正弦波周期内会有结温的波动，在精细化产品设计时应以稳态运行时所能达到的最大结温为依据，而不是仅根据热阻计算出来的稳态均值为依据。
[0089]
这里以轨道交通系统常用的水冷功率模块为例，说明在结温计算时考虑动态特性的必要性。图6所示为带水冷系统的热网络模型，ri1、ci1、ri2、ci2、ri3、ci3、ri4、ci4为igbt四层热网络热阻热容参数，rd1、cd1、rd2、cd2、rd3、cd3、rd4、cd4为反向恢复二极管四层热网络热阻热容参数；ri5、ci5、rd5、cd5分别为igbt及反向恢复二极管导热硅脂层热阻，r6、c6为水冷基板的热阻与热容参数。
[0090]
以图5所示脉冲损耗输入图6所示热网络模型，水温为50℃，在系统达到稳态时，脉冲损耗引起的周期性波动如图7所示。从图中可以看出，在一个周期内会产生比较大的波动，igbt波动幅度接近5℃，反向恢复二极管波动接近4℃；仅考虑热阻计算的稳态结温比考虑热容因素的最大结温分别小2.5℃、2.3摄氏度。
[0091]
实施例2：
[0092]
对于实时例1中的spwm调制，15分频调制，电机运行在电制动工况时，逆变器功率器件损耗计算与实施例1不同之处在于，流过s1及d1的总电流为：
[0093][0094]
进而可知，流过s1的电流为：
[0095]
且i＜0，
[0096]
流过d1的电流为：
[0097]
且i＞0。
[0098]
实时例3：
[0099]
实施例1中的逆变电路，调制方式为中间60
°
调制，采用本专利所述方案进行损耗及结温计算的步骤如下：
[0100]
1)首先建立中间60
°
pwm调制的数学模型，为了该计算方法具有普遍性，所述方法以一个正弦波周期[0 2π]为例，且横轴采用弧度角，鉴于中间60
°
pwm调制仅在半波的中间60
°
调制，且具有半波对称性，故在调制建模解算时只在[0π]上解算，负半波角度根据对称性来计算；
[0101]
记直流母线电压为u
dc
，记目标正弦波线电压有效值为u对应中间60
°
调制的调制比为：
[0102][0103]
那么中间60
°
调制的正弦波可表示为：
[0104]
f1＝m*sin(ω)，
[0105]
其中ω为弧度角；
[0106]
记分频数为mf，那么中间60
°
pwm调制在的三角载波可表示为f2＝(0 1 0)，
[0107]
其中k＝0,1，
……
，(mf-1)/2-1；
[0108]
对应地，spwm在一个周期内的调制可转化为在ω∈[0 π]上求解f1≥f2的数学问题；具体求解时，三角载波描述为多个分段一元一次表达式，在分段区间上去求解，最后获得整个周期内的解；图8为7分频调制方式下的三角载波与正弦调制波；表2所示为该调制方式在[0 2π]区间上解析获得的导通区间，记为angle，每一行对应一个导通区间，导通区间号记为angle_n，具体为表2的第一列数据，angle区间的开始弧度角为angle_on(也就是开通弧度角)，具体为表2的第二列数据，angle区间的结束弧度角为angle_off(也就是关断弧度角)，具体为表2的第三列数据；
[0109]
表2 7分频中间60
°
pwm调制导通区间表
[0110][0111]
2)、3)、4)步的计算同实例1。
[0112]
实例4：
[0113]
对于实时例3中的中间60
°
7分频调制，电机运行在电制动工况时，逆变器功率器件损耗计算与实施例3不同之处在于，第二步中电流模型，流过s1及d1的总电流为：
[0114][0115]
进而可知，流过s1的电流为：
[0116]
且i＜0，
[0117]
流过d1的电流为：
[0118]
且i＞0。
[0119]
实例5：
[0120]
实施例1中的逆变电路，运行在牵引工况，调制方式为shepwm调制，采用本专利所述方案进行损耗及结温计算的步骤如下：
[0121]
1)首先建立shepwm调制的数学模型，为了该计算方法具有普遍性，所述方法以一个正弦波周期[0 2π]为例，且横轴采用弧度角。shepwm调制的输出波形在0
°
、180
°
、360
°
必有开关动作，以保持器波形的对称性，只需知道波形在[0 π/2]上的开关角度，其余开关角度可以根据对称性方便得到，故在建模求解开关角时只在[0π]上解算；
[0122]
记直流母线电压为u
dc
，记目标正弦波线电压有效值为u，对应shepwm调制的调制比为：
[0123][0124]
基于对称性，双极性shepwm的电压波形中只含有奇次谐波分量，其傅里叶级数表达形式为：
[0125][0126][0127]
其中，u
mn
为n次谐波的幅值，正号对应以高电平开始的调制电压波形，符号对应以低电平开始的调制电压波形，n对应开关角的个数；求解开关角度αi的方程组为：
[0128][0129]
上述方程组，待求解变量为n个开关角αi，需要n个方程来求解，在满足基波要求的基础上只能消除n-1次谐波；
[0130]
以n＝5，m＝0.8，低电平开始的电压调制波形为例，给定初值借助matlab工具解得上述超越方程的解为α＝[0.1771 0.4036 0.5017 0.8103 0.8660]，
[0131]
进一步根据对称性，可以获得其开关角导通区间如表3所示，导通区间记为angle，每一行对应一个导通区间，导通区间号记为angle_n，具体为表3的第一列数据，开通弧度角记为angle_on(也就是angle区间的开始弧度角)，具体为表3的第二列数据，关断弧度角记为angle_off(也就是angle区间的结束弧度角)，具体为表3的第三列数据；
[0132]
表3 n＝5时shepwm调制导通区间表
[0133][0134]
2)、3)、4)步的计算同实例1。
[0135]
实例6：
[0136]
实施例1中的逆变电路，运行在制动工况，调制方式为shepwm调制，采用本专利所述方案进行损耗及结温计算，与实施例5不同之处在于，第二步中电流模型，流过s1及d1的总电流为：
[0137][0138]
进而可知，流过s1的电流为：
[0139]
且i＜0，
[0140]
流过d1的电流为：
[0141]
且i＞0。
[0142]
在实际应用中，调制方式是多样的，该方法的适用不限于实用例中的spwm、中间60
°
pwm、shepwm等调制方式，本专利中仅以两电平电路为例，实际应用中，两电平整流拓扑电路、三电平整流拓扑电路、三电平逆变拓扑电路或其他多电平拓扑电路，亦适用该方法进行损耗结温设计计算。
[0143]
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进
行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。