采用分段变电感的单位功率因数高效率DCM升压变换器

采用分段变电感的单位功率因数高效率dcm升压变换器
技术领域
1.本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器技术领域，尤其涉及一种采用 分段变电感的单位功率因数高效率dcm升压变换器。


背景技术：

2.功率因数校正(power factor correction,pfc)变换器可以减小输入电流谐波， 提高输入功率因数，提升电能质量。其中，dcm升压型pfc变换器因升压开关 管qb零电流开通，升压二极管db无反向恢复，被广泛应用于中小功率场合。传 统定占空比控制的dcm升压型pfc变换器开关频率恒定、控制简单，但是其开 关周期内的电感电流存在断续阶段，导致电感电流峰值高，输入功率因数低，变 换器效率低。姚凯在《a novel control scheme of dcm boost pfc converter》变 占空比控制能够将变换器的pf值提高至接近于1，其方法是让控制电路采用变 化规律为的占空比的输出信号驱动信号qb，可以有效地降低输入 电流的高次谐波，在整个90v～264v ac输入电压范围内将pf值提高至接近于1 的高功率因数dcm boost pfc变换器，缺点是开关周期的电感电流仍然存在断 续阶段，电感电流峰值和有效值较大，效率较低。


技术实现要素：

3.本发明所要解决的技术问题是针对背景技术的缺陷，提出采用分段变电感的 单位功率因数高效率dcm升压变换器，实现了90vac～264vac宽范围输入电 压下输入电流单位功率因数和变换器效率显著提升，解决现有控制方案开关周期 利用率变化范围较大的，电感电流峰值较大的问题。
4.本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：
5.采用分段变电感的单位功率因数高效率dcm升压变换器，包括dcm升压 型pfc变换器主功率电路、数字控制器、隔离采样电路、电压控制电流源电路 和隔离驱动电路，其中数字控制器包括模数转换模块、数模转换模块、开关周期 利用率βs计算模块、电压环模块、电流环模块、开关周期利用率环路和epwm 生成模块。
6.所述主功率电路包括输入电压源v
in
、整流桥rb、lc滤波器、可变升压电 感lb、升压开关管qb、升压二极管db、输出电容co和负载ro。所述输入电压 源v
in
分别与输入电压隔离采样电路和整流桥rb的输入端口连接，整流桥rb的 输出正端口与lc滤波器的输入正端口连接，整流桥rb的输出负端口与lc滤 波器的输入负端口连接，lc滤波器的输出正端口与可变升压电感lb的一端连接， lc滤波器的输出负端口与升压开关管qb的源极、输出电容co的负端及负载ro的负端连接，lc滤波器的负端口为参考电位零点，可变升压电感lb的另一端与 升压二极管db的正端及升压开关管qb的漏极连接，可变升压电感lb的控制端 与电压控制电流源电路相连，升压开关管qb的栅极与隔离驱动电路相连；升压 二极管db的负端与输出电容co的正端和负载r
ld
的正端相连，负载ro两端的电 压为输出电压vo；负载ro的两端与输出电压采样电路相连。
7.所述数字控制器包括模数转换模块、数模转换模块、开关周期利用率βs计算 模块、电压环模块、电流环模块、开关周期利用率环路和epwm生成模块。
8.所述模数转换模块包括3路adc转换器，隔离采样电路包括输入电压隔离 采样电路、输出电压隔离采样电路和输入电流隔离采样电路，所述输入电压隔离 采样电路采集整流后的输入电压k1vg并通过第一路adc1转换器接入数字乘法器 和开关周期利用率βs计算模块，输出电压隔离采样电路采集输出电压k2vo并通过 第二路adc2转换器接入开关周期利用率βs计算模块和电压环模块，数字乘法器 的输出端接入电压环模块，电压环模块的输出端接入数字乘法器，数字乘法器的 输出端接入电流环模块，输入电流隔离采样电路采集整流后的输入电流i
sense
并通 过第三路adc3转换器接入电流环模块，电流环模块的输出接入epwm生成模 块，epwm生成模块的输出接入开关周期利用率βs计算模块和隔离驱动电路， 开关周期利用率βs计算模块接入开关周期利用率环模块，开关周期利用率环模块 的输出端接与dac1转换器，dac1转换器的输出端接入电压控制电流源运算放 大器的正向输入端，电压控制电流源的d端与可变升压电感lb的控制端连接， 隔离驱动电路的输出端口与主功率电路的升压开关管qb的栅极连接。
9.所述电压控制电流源电路包括放大器ic1、第一电阻r1、第二电阻r2、第 一电容c1和mos管；所述第一运算放大器ic1的正向输入端与数字控制器的 dac1端口连接，第一运算放大器ic1的反向输出端与第一mos管的源极s端 和第一电容c1的一端连接，第一运算放大器ic1的反向输出端与第一电容c1的 另一端和第一电阻r1的一端连接；第一电阻r1的另一端与mos管的栅极g端 连接；mos管的漏极d端为电压控制电流源的输出端，mos管的源极s端与第 二电阻r2的一端连接；第二电阻r2的另一端与参考数字电位零点连接；电压控 制电流源输出端漏极d端与主功率电路的可变升压电感lb相连。
10.所述隔离驱动电路可选用tlp250等型号的驱动芯片，数字控制器可使用 dsp28335或dsp28377等mcu芯片；隔离驱动电路与数字控制器的epwm端 口相连。
11.所述第一运算放大器ic1中使用的放大器选用tl074、tl072、lm358或 lm324等型号的运算放大器。
12.所述采用分段变电感的dcm升压型pfc变换器的实现方法，包括以下步骤：
13.步骤1、模数转换电路设置3路adc转换器，隔离采样电路设置输入电压 隔离采样电路、输出电压隔离采样电路、输入电流隔离采样电路，数模转换模块 设置1路dac转换器；
14.步骤2、隔离采样电路中，输入电压隔离采样电路采集整流后的输入电压k1vg并通过第一路adc1转换器接入数字乘法器和开关周期利用率βs计算模块，输出 电压隔离采样电路采集输出电压k2vo并通过第二路adc2转换器接入开关周期利 用率βs计算模块和电压环模块，电压环模块的输出端接入数字乘法器，数字乘法 器的输出端接入电流环模块，输入电流隔离采样电路采集整流后的输入电流i
sense
并通过第三路adc3转换器接入电流环模块，电流环模块的输出接入epwm生 成模块，epwm生成模块的输出接入开关周期利用率βs计算模块和隔离驱动电 路。
15.步骤3、开关周期利用率计算模块根据输入电压信号、输出电压信号、epwm 驱动信号和相关已知参数，计算得到电流环中的实时开关周期利用率βs；
16.步骤4、实时开关周期利用率βs与基准开关周期利用率β
ref
经过开关周期利用 率环路，产生偏置电压信号v
bias
输入至dac数模转换器；
17.步骤5、dac数模转换器将偏置电压信号v
bias
输入至电压控制电流源的运算 放大器ic1同向输入端，从电压控制电流源的开关管的d端输出至升压可变电感。
18.所述开关周期利用率环路中的实时开关周期利用率βs，公式为：
[0019][0020]
所述表示开关周期利用率环路中的基准利用率β
ref
，公式如下(以电感分为 六段，即三种感值为例)：
[0021][0022]
其中，β
refi_svic
为开关周期利用率环路中的基准利用率，vm为输入电压幅值， vo为输出电压，ω为电网角频率，po为输出功率，fs为开关频率。
[0023]
本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：(1)采用分 段变电感的控制方式克服了传统控制电路临界电感值固定的局限，增加了自由度； (2)实现了变换器的单位功率因数，输出电压纹波小；(3)提高了变换器的开 关周期利用率，减小了电感电流峰值和有效值，减小了开关管的导通损耗，变换 器的效率得到了提升；(4)相对连续变电感控制减小了电感变化范围，减小了电 感控制难度。
附图说明
[0024]
图1是本发明实施例中dcm升压型pfc变换器主电路示意图。
[0025]
图2是本发明实施例中一个开关周期内dcm升压型pfc变换器的电感电流、 开关管波形图。
[0026]
图3是本发明实施例中传统定占空比控制时半个工频周期内电感电流的示 意图。
[0027]
图4是本发明实施例中在不同控制下变换器的pf值变化图。
[0028]
图5是本发明实施例中变换器在不同控制下的开关周期利用率变化图。
[0029]
图6是本发明实施例中连续变电感的变化形式及电感值变化图。
[0030]
图7是本发明实施例中分段变电感的变化形式。
[0031]
图8是本发明实施例中基于分段变电感控制下开关周期利用率的变化形式。
[0032]
图9是本发明实施例中可变电感的基本模型图。
[0033]
图10是本发明实施例中可变电感l
b_svic
的电感值随偏置电流i
bias
变化曲线 图。
[0034]
图11是本发明实施例中可变电感的dcm升压型pfc变换器主电路及控制 电路图。
[0035]
图12是本发明实施例中变换器在不同控制下半个工频内电感电流峰值包 络图。
[0036]
图13是本发明实施例中变换器在不同控制下的输入、输出功率标幺值变化 图。
[0037]
图14是本发明实施例中变换器在不同控制下的输出电压纹波变化曲线图。
[0038]
具体实施方式
[0039]
本发明可以以许多不同的形式实现，而不应当认为限于这里所述的实施例。 相反，提供这些实施例以便使本公开透彻且完整，并且将向本领域人员充分表达 本发明的范围。
[0040]
上述图中的主要符号名称：v
in
、电源电压。i
in
、输入电流。rb、整流桥。vg、 lc滤波器后的输入电压。i
lb
、升压电感电流。lb、升压电感。qb、升压开关管。 db、升压二极管。co、输出电容。ro、负载。vo、输出电压。v
gs
、升压开关管的 驱动信号。i
lb_pk
、升压电感电流峰值。i
lb
、升压电感电流波形。dy、升压开关管 的导通时间的占空比。dr、电感电流下降段时间的占空比。ts、升压开关管的开 关周期。i
lb_avg
、升压电感电流平均值。t
line
、输入电压的周期。pf、变换器功率 因数。v
rms
、输入电压有效值。ω、输入电压角频率。l
b_vl
、l
b_cvic
、l
b_svic
、可 变电感、连续变电感、分段变电感。vm、输入电压幅值。l1，l3，lg、辅助绕组、 主绕组和气隙有效磁路长度；a1，a3、辅助磁芯和主磁芯的有效截面积；φ
bias
、 偏置绕组电流对应磁通。φ
lb
、主绕组电流对应磁通。n
l
、nc、主电感绕组和辅 助绕组。μ0、μ1、μ3、主绕组空气气隙、主绕组和辅助绕组的有效磁导率。i
bias
、 偏置绕组电流。v
ea
、输出电压反馈控制的误差电压信号。d
y_ref
、变换器理论占空 比。dy、变换器实际占空比。变换器的瞬时输入功率标幺值。定占 空比控制变换器的瞬时输入功率标幺值。变占空比控制和分段变电 感控制变换器的瞬时输入功率标幺值。ωt1、定占空比控制下的瞬时输入功率标 幺值与基准值的交点的电角度。ωt2、变占空比控制和分段变电感控制下的瞬时 输入功率标幺值与基准值的交点的电角度。δv
o_cdcc
、定占空比控制下的输出电 压纹波值。δv
o_vdcc/svic
、变占空比控制和分段变电感控制下的输出电压纹波值。
[0041]
1dcm升压型pfc变换器
[0042]
1.1变占空比控制dcm升压型pfc变换器的工作原理
[0043]
图1是dcm升压型pfc变换器主电路。
[0044]
设定：1.所有器件均为理想元件；2.输出电压纹波与其直流量相比很小， 在开关周期内的分析中忽略不计；3.开关频率远高于输入电压频率。
[0045]
图2给出了变换器一个开关周期内的开关管驱动波形和电感电流波形。当升 压开关管qb导通时，升压二极管db截止，升压电感lb两端的电压为lc滤波器后 电压vg，其电流i
lb
由零开始以vg/lb的斜率线性上升，负载r
ld
由输出电容co供电。 当qb截止时，db导通，i
lb
通过db续流，lb两端的电压为v
g-vo，i
lb
以(v
g-vo)/lb的 斜率下降。i
lb
下降至零后，负载r
ld
由输出电容co供电，在下一个开关周期到来 之前，i
lb
保持为零。
[0046]
不失一般性，定义输入交流电压v
in
的表达式为：
[0047]vin
＝vmsinωt
ꢀꢀꢀ
(1)
[0048]
其中vm和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率。
[0049]
则输入电压整流、经lc滤波器后的电压vg为：
[0050]
vg＝vm|sinωt|
ꢀꢀꢀ
(2)
[0051]
通过对变换器工作模态的分析，可得到升压电感电流峰值i
lb_pk
、升压电感电 流平
均值i
lb_avg
及输入电流i
in
的表达式：
[0052][0053][0054][0055]
其中dy表示升压开关管qb导通时间对应的占空比，ts表示变换器的开关周期，dr表示升压开关管qb关断时电感电流i
lb
下降时间对应的占空比。
[0056]
每个开关周期内，升压电感lb两端满足伏秒面积平衡，则dr及i
in
的表达式 如下：
[0057][0058][0059]
其中，fs为变换器的开关频率，且fs＝1/ts。
[0060]
若变换器采用定占空比控制，结合功率平衡及式(7)：
[0061][0062][0063][0064][0065]
上式中，p
in_cdcc
为变换器定空比控制时输入功率，po为变换器输出功率，d
y_cdcc
为变换器的定占空比，i
in_cdcc
为定占空比控制时的输入电流，l
b_cdcc
为定占空 比的电感值，pf
cdcc
为定占空比控制时的pf值。
[0066]
由式(10)可知，传统定占空比控制的dcm升压型pfc变换器的输入电流非 正弦，如图3所示，变换器pf值较低。由式(11)可绘制传统定占空比控制下变 换器的功率因数，如图4所示。由图可知，变换器的功率因数随vm的增大不断 降低。当输入电压为264vac、输出电压为400v时，pf值只有0.865。
[0067]
为了将dcm升压型pfc变换器的理论pf值提升至1，结合式(7)，若令：
[0068][0069]
其中，d
y_vdcc
为变换器的变占空比，l
b_vdcc
为变占空比的电感值，k为常数。
[0070]
结合功率平衡及式(12)：
[0071][0072][0073][0074]
其中，p
in_vdcc
为变占空比控制时的变换器输入功率。
[0075]
由式(15)可知，若dcm升压型pfc变换器的占空比按式(12)变化，则输入 电流为正弦波，并且与输入电压同相位，变换器的理论pf值为1，如图4所示。
[0076]
2实现高开关周期利用率的控制策略
[0077]
2.1分段变电感提升开关周期利用率
[0078]
传统定占空比控制和变占空比控制dcm升压型pfc变换器的电感电流仍为 断续的。变换器在电感电流断续阶段不进行能量传输，为保持恒定输出功率，电 感电流峰值增大，进而导致变换器效率降低。将变换器能量传输的时间(电感电 流上升时间和下降时间之和)占整个开关周期的比例定义为开关周期利用率β：
[0079]
β＝dy drꢀꢀꢀ
(16)
[0080]
根据式(6)和式(9)式(12)，可以得到传统定占空比控制和变占空比控制下变换 器的开关周期利用率β
cdcc
和β
vdcc
如下：
[0081][0082][0083]
根据式(17)及式(18)可知，上述两种控制下的变换器开关周期利用率始终小 于1，如图5所示，dcm升压型pfc变换器的效率仍然有提升的空间。
[0084]
由式(18)可知，若连续变电感l
b_cvic
能够在半个工频周期内按下式(19)变化：
[0085][0086]
则变换器的开关周期利用率β
cvic
、占空比d
y_cvic
以及输入电流i
in_cvic
的表 达式如下：
[0087]
β
cvic
＝1
ꢀꢀꢀ
(20)
[0088][0089][0090]
根据式(19)，图6绘制了在宽电压范围90v～264vac，可变电感的变化形式 及对应的电感值。从图6中可以看出输入电压有效值90vac时，控制电感在 0.222mh-0.322mh范围内按一定规律变化；输入电压有效值110vac时，控制电 感在0.308mh-0.504mh范围内按一定规律变化；输入电压有效值176vac时，控 制电感在0.488mh-1.291mh范围内按一定规律变化；输入电压有效值220vac时， 控制电感在0.448mh-2.017mh范围内按一定规律变化；输入电压有效值264vac 时，控制电感在0.193mh-2.904mh范围内按一定规律变化，就能够保证宽电压范 围下的开关周期利用率恒定为1。该种控制虽然保持了变占空比控制能实现单位 功率因数的优点，实现了开关周期利用率的恒定，降低了电感电流峰值，提升了 变换器的整体性能；但是可以发现随着输入电压的增加，电感的变化范围也在不 断增大，较大的电感变化范围给可变电感的设计带来了困难，因此考虑在半个工 频周期内控制电感分段变化，以期实现电感变化范围和开关周期利用率变化范围 的折中，即分段变电感控制。
[0091]
由于在半个工频周期内波形的对称性，假设在半个工频周期内电感分n段(n 为偶数)变化，则未知量有个分段点时间量：个分段点时间量：个电感值: 共n-1个未知量，其中θ＝ωt。
[0092]
假设开关周期利用率最高点β
max
为已知量1，以开关周期利用率变化范围最 小为目标，则需要分段点处的开关周期利用率最大值相等以及最小值相等，以分 六段为示意图，电感值分段变化曲线如图7所示，对应的开关周期利用率变化曲 线如图8所示。
[0093]
由式(18)和图7和图8可得下列表达式：
[0094][0095][0096]
共有n-1个方程式对应n-1个未知量,可求解方程得最优的分段电感值和分段 时间点，如下式：
[0097][0098][0099]
将式(25)和式(26)代入式(12)可得占空比和开关周期利用率表达式为：
[0100][0101][0102]
根据式(25)，图7刻画了在宽电压范围90v～264vac，分段变电感的变化形 式及对应的电感值。假设变换器开关频率为fs＝100khz，在输出功率为120w，输 出电压为400v的工况下，若电感在半个工频周期内分为六段，由于曲线的对称 关系，第一段和第六段感值相等，第二段和第五段感值相等，第三段和第四段感 值相等，即半个工频周期内需要三个电感值，则输入电压有效值90vac时，在 0～0.123π和0.877π～π电角度内控制电感值为0.297mh，在0.123π～0.251π和 0.749π～0.877π电角度内控制电感值为0.261mh，在0.251π～0.749π时，控制电感值 为0.230mh，此时开关周期利用率变化范围为0.938～1；输入电压有效值110vac 时，在0～0.127π和0.873π～π电角度内控制电感值为0.428mh，在0.127π～0.255π和0.745π～0.873π电角度内控制电感值为0.363mh，在0.255π～0.745π时，控制电感值 为0.308mh，此时开关周期利用率变化范围为0.921～1；输入电压有效值176vac 时，在0～0.147π和0.853π～π电角度内控制电感值为0.933mh，在0.147π～0.279π和 0.721π～0.853π电角度内控制电感值为0.674mh，在0.279π～0.721π时，控制电感值 为0.488mh，此时开关周期利用率变化范围为0.85～1；输入电压有效值220vac 时，在0～0.169π和0.831π～π电角度内控制电感值为1.221mh，在0.169π～0.303π和 0.697π～0.831π电角度内控制电感值为0.74mh，在0.303π～0.697π时，控制电感值 为0.448mh，此时开关周期利用率变化范围为0.778～1；输入电压有效值264vac 时，在0～0.22π和0.78π～π电角度内控制电感值为1.177mh，在0.22π～0.353π和 0.647π～0.78π电角度内控制电感值为0.477mh，在0.353π～0.647π时，控制电感值 为0.194mh，此时开关周期利用率变化范围为0.637～1。保证了宽电压范围下，开 关周期利用率变化范围大大减小。新的控制既保持了连续变电感控制能实现单位 功率因数的优点，又通过分段变电感技术最大程度上减小电感的变化范围，给电 感的设计减小了困难，同时提升了变换器的整体性能。
[0103]
可变电感的基本模型如图9所示，由两个侧边的辅助绕组和中间的主绕组构 成，通过控制流过辅助绕组nc的偏置电流i
bias
的大小，可以改变主磁芯电感lb的 大小，在本发明中，使用双e型磁芯，如图7所示。主电感绕组n
l
缠绕在带有气 隙的中间磁芯上，辅助绕组绕nc在两侧磁芯上,两辅助绕组串联连接，以消除由 主电感电流i
lb
波动引起的感应电压。当无偏置电流时，主绕组维持初始电感值， 与正常电感相同；当有偏置电流i
bias
流过nc时，沿着双e型磁芯的外部路径就会产 生偏置磁通φ
bias
，随着φ
bias
增加，外部路径磁芯在b-h曲线上的工作点由线性区 推向非线性饱和区域,该路径磁芯的磁导率降低，这时，当主绕
组通电时，会产 生主磁通φ
lb
，由于主磁通φ
lb
流过中间磁芯和外部路径，主电感也受到偏置电流 的影响。综上，i
bias
降低了外部路径磁芯上的有效磁导率，导致主电感l
b_vl
降低。
[0104]
根据图8可变电感基本模型可推导出其主电感计算公式为：
[0105][0106]
式中，l1，l3，lg分别是辅助绕组、主绕组和气隙有效磁路长度；a1，a3是辅 助磁芯和主磁芯的有效截面积；n3是主绕组的匝数；μ0是空气磁导率；μ3和μ
var
分别是主绕组和辅助绕组的有效磁导率。
[0107]
通过式(29)可以知，变电感实质是通过偏置电流改变μ3和μ
var
，即主绕组和辅 助绕组的有效磁导率。在仿真软件ltspice中搭建出可变电感的模型，绘制出可 变电感l
b_vl
的电感值随偏置电流i
bias
变化曲线如图10所示。
[0108]
2.2控制电路
[0109]
本发明提出的采用分段变电感的单位功率因数高效率dcm升压变换器，解 决的是传统定/变占空比控制下输入电流功率因数较低，半个工频周期内开关周 期利用率变化范围大且利用率偏低，电感电流峰值和有效值较大，变换器效率偏 低的问题。采用分段变电感的单位功率因数高效率控制，根据电压环和电流环控 制输入电流能良好跟踪基准正弦信号，实现输入电流正弦化，根据开关周期利用 率βs计算模块计算出实时利用率，送至开关周期利用率环路，根据基准利用率信 号实时产生偏置电压控制信号，并经过数模转换器送至电压控制电流源电路，从 而控制电感的分段变化。
[0110]
采用分段变电感的单位功率因数高效率dcm升压变换器，包括dcm升压 型pfc变换器主功率电路、数字控制器、隔离采样电路、电压控制电流源电路 和隔离驱动电路，其中数字控制器包括模数转换模块、数模转换模块、开关周期 利用率βs计算模块、电压环模块、电流环模块、开关周期利用率环路和epwm 生成模块。
[0111]
所述主功率电路包括输入电压源v
in
、整流桥rb、lc滤波器、可变升压电 感lb、升压开关管qb、升压二极管db、输出电容co和负载ro。所述输入电压 源v
in
分别与输入电压隔离采样电路和整流桥rb的输入端口连接，整流桥rb的 输出正端口与lc滤波器的输入正端口连接，整流桥rb的输出负端口与lc滤 波器的输入负端口连接，lc滤波器的输出正端口与可变升压电感lb的一端连接， lc滤波器的输出负端口与升压开关管qb的源极、输出电容co的负端及负载ro的负端连接，lc滤波器的负端口为参考电位零点，可变升压电感lb的另一端与 升压二极管db的正端及升压开关管qb的漏极连接，可变升压电感lb的控制端 与电压控制电流源电路相连，升压开关管qb的栅极与隔离驱动电路相连；升压 二极管db的负端与输出电容co的正端和负载r
ld
的正端相连，负载r
ld
两端的 电压为输出电压vo；负载r
ld
的两端与输出电压采样电路相连。
[0112]
所述数字控制器包括模数转换模块、数模转换模块、开关周期利用率βs计算 模块、电压环模块、电流环模块、开关周期利用率环路和epwm生成模块。
[0113]
所述模数转换模块包括3路adc转换器，隔离采样电路包括输入电压隔离 采样电路、输出电压隔离采样电路和输入电流隔离采样电路，所述输入电压隔离 采样电路采集整流后的输入电压k1vg并通过第一路adc1转换器接入数字乘法器 和开关周期利用率βs计算模块，输出电压隔离采样电路采集输出电压k2vo并通过 第二路adc2转换器接入开关周期利
用率βs计算模块和电压环模块，数字乘法器 的输出端接入电压环模块，电压环模块的输出端接入数字乘法器，数字乘法器的 输出端接入电流环模块，输入电流隔离采样电路采集整流后的输入电流i
sense
并通 过第三路adc3转换器接入电流环模块，电流环模块的输出接入epwm生成模 块，epwm生成模块的输出接入开关周期利用率βs计算模块和隔离驱动电路， 开关周期利用率βs计算模块接入开关周期利用率环模块，开关周期利用率环模块 的输出端接与dac1转换器，dac1转换器的输出端接入电压控制电流源运算放 大器的正向输入端，电压控制电流源的d端与可变升压电感lb的控制端连接， 隔离驱动电路的输出端口与主功率电路的升压开关管qb的栅极连接。
[0114]
所述电压控制电流源电路包括放大器ic1、第一电阻r1、第二电阻r2、第 一电容c1和mos管；所述第一运算放大器ic1的正向输入端与数字控制器的 dac1端口连接，第一运算放大器ic1的反向输出端与第一mos管的源极s端 和第一电容c1的一端连接，第一运算放大器ic1的反向输出端与第一电容c1的 另一端和第一电阻r1的一端连接；第一电阻r1的另一端与mos管的栅极g端 连接；mos管的漏极d端为电压控制电流源的输出端，mos管的源极s端与第 二电阻r2的一端连接；第二电阻r2的另一端与参考数字电位零点连接；电压控 制电流源输出端漏极d端与主功率电路的可变升压电感lb相连。
[0115]
所述隔离驱动电路可选用tlp250等型号的驱动芯片，数字控制器可使用 dsp28335或dsp28377等mcu芯片；隔离驱动电路与数字控制器的epwm端 口相连。
[0116]
所述第一运算放大器ic1中使用的放大器选用tl074、tl072、lm358或 lm324等型号的运算放大器。
[0117]
所述采用分段变电感的dcm升压型pfc变换器的实现方法，包括以下步骤：
[0118]
步骤1、模数转换电路设置3路adc转换器，隔离采样电路设置输入电压 隔离采样电路、输出电压隔离采样电路、输入电流隔离采样电路，数模转换模块 设置1路dac转换器；
[0119]
步骤2、隔离采样电路中，输入电压隔离采样电路采集整流后的输入电压k1vg并通过第一路adc1转换器接入数字乘法器和开关周期利用率βs计算模块，输出 电压隔离采样电路采集输出电压k2vo并通过第二路adc2转换器接入开关周期利 用率βs计算模块和电压环模块，数字乘法器的输出端接入电压环模块，电压环模 块的输出端接入数字乘法器，数字乘法器的输出端接入电流环模块，输入电流隔 离采样电路采集整流后的输入电流i
sense
并通过第三路adc3转换器接入电流环 模块，电流环模块的输出接入epwm生成模块，epwm生成模块的输出接入开 关周期利用率βs计算模块和隔离驱动电路。
[0120]
步骤3、开关周期利用率计算模块根据输入电压信号、输出电压信号、epwm 驱动信号和相关已知参数，计算得到电流环中的实时开关周期利用率βs；
[0121]
步骤4、实时开关周期利用率βs与基准开关周期利用率β
ref
经过开关周期利用 率环路，产生偏置电压信号v
bias
输入至dac数模转换器；
[0122]
步骤5、dac数模转换器将偏置电压信号v
bias
输入至电压控制电流源的运算 放大器ic1同向输入端，从电压控制电流源的开关管的d端输出至升压可变电感。
[0123]
所述开关周期利用率环路中的实时开关周期利用率βs，公式为：
[0124][0125]
所述表示开关周期利用率环路中的基准利用率β
ref
，公式如下(以电感分为 六段，
即三种感值为例)：
[0126][0127]
其中，β
refi_svic
为开关周期利用率环路中的基准利用率，vm为输入电压幅值， vo为输出电压，ω为电网角频率，po为输出功率，fs为开关频率。
[0128]
3新型控制的优点
[0129]
3.1功率因数的提高
[0130]
根据式(7)、式(10)、式(15)及式(22)，可以绘制dcm升压型pfc变换器在 传统定占空比控制、变占空比控制以及分段变电感控制下的功率因数(pf)曲线， 如图4所示。从图中可以看出，分段变电感控制下的变换器在90v～264vac 宽输入电压范围内，理论pf值为1，高电压输入时，pf值相比传统定占空比控 制方式有大幅度提高，pf值提升效果明显。
[0131]
3.2开关周期利用率提高
[0132]
根据变换器的设计参数：输入电压v
in
：90v～264vac；输出电压vo： 400v；输出功率po：120w；变换器的开关频率fs：100khz；变换器的输出 电容co:220μf；可以分别计算出传统定占空比控制和变占空比控制下变换器 的临界感值l
b_cdcc
：80μh和l
b_vdcc
：180μh。
[0133]
据式(17)、和式(18)及式(28)，结合变换器的参数，不同控制下dcm升 压型pfc变换器的开关周期利用率在半个工频周期内的变化曲线，如图5所 示。从图5可以看出：1)控制电感分段变化可以实现工频周期内开关周期利 用率变化范围的显著减小2)采用分段变电感控制的dcm升压型pfc变换器 的开关周期利用率较传统定占空比控制和变占空比控制有明显提高。
[0134]
3.3电感电流峰值降低
[0135]
根据式(3)、式(9)、式(12)、式(14)及式(27)，可以得到传统定占空比控制、 变占空比控制以及分段变电感控制下的dcm升压型pfc变换器的电感电流峰值 i
lb_pk_cdcc
、i
lb_pk_vdcc
和i
lb_pk_svic
：
[0136][0137][0138][0139]
根据上式可以绘制三种控制下dcm升压型pfc变换器电感电流峰值包络幅 值随输
入电压有效值的变化情况，如图12所示。由图12可知，采用分段变电感 的dcm升压型pfc变换器的电感电流峰值较其他两种控制小，进而导致器件的 电流应力下降，变换器的损耗降低，变换器效率提升。
[0140]
3.4输出电压纹波的减小
[0141]
采用定占空比控制时，由式(1)、式(7)和式(9)可得变换器的瞬时输入功率标 幺值(基准值为输出功率)为：
[0142][0143]
采用变占空比控制和可变电感控制，变换器的输入电流均为正弦形式。由式 (1)、式(15)和式(27)可得变换器的瞬时输入功率标幺值(基准值为输出 功率)均为：
[0144][0145]
由式(33)和式(34)可以画出三种不同控制方式下的瞬时输入功率标幺值在半 个工频周期内的变化曲线，如图13所示。
[0146]
当时，储能电容co充电；当时，co放电。则三种控制方式下， 输出电容co在半个工频周期中储存的最大能量标幺值(基准值为半个工频周期内 的输出能量)分别为：
[0147][0148][0149]
根据电容储能的计算公式，和可表示为：
[0150][0151][0152]
其中δv
o_cdcc
和δv
o_vdcc/svic
分别为定占空比和变占空比(分段变电感控制)输出 电压纹波值。
[0153]
由式(36a)和式(36b)可得输出电压纹波分别为：
[0154][0155][0156]
由式(37)可绘制出图14，从图中可以看出，采用分段变电感控制后，当输入 电压为90vac时，输出电压纹波减小为原来的93.9％，当输入电压为110vac 时，输出电压纹波减小为原来的91.4％，当输入电压为220vac时，输出电压 纹波减小为原来的75.5％，当输入电压为264vac时，输出电压纹波减小为原 来的65.3％。