一种宽范围双向谐振式软开关直流变换器及其控制方法与流程

1.本技术涉及直流变换器技术领域，具体涉及一种宽范围双向谐振式软开关直流变换器及其控制方法。


背景技术：

2.随着储能产品以及电池设备相关领域的快速发展，对可以进行双向变换的电源产品需求也越来越多。现在许多设备逐渐应用了电池，需要给电池充电或者放电，由于电池的天然宽电压范围特性，同时考虑到不同产品的兼容性，对应的电压范围也越来越宽，因此常规的采用两套电路分别进行充电和放电。如今，实现双向变换已经不具备成本优势，同时普通的单级电路在效率以及满足宽电压范围充电或者放电方面也有不足。
3.如图1所示，当前做低电压电池包的变换电路通常是两种方式：一种是采用两级，通常是先经过一级升压或者降压方案，再经过一级dc/dc稳压变换。两级方案成本较高，同时两级变换的效率会降低。另一种是采用切换开关变换变压器匝数比，通过改变变压器的匝数比，或者采用类似的电路增减变压器线圈，专利授权号cn107733236b的专利中提到的实现方法，如图2所示，其本质就是通过额外的变压器变换电路增减，从而实现不同的电压变比，控制原理简单直接，但是由于高匝比的变化会引起更高的开关管应力，同时还会改变原有主变压器的电感，漏感参数，引入新的电流环路干扰，包括突然间电压的突变从而可能会带来另外一系列的控制上的参数变化，阶跃性的占空比调整容易产生震荡等问题，另外两个变换器的软开关协同条件可实现性相对较差；因此必须另外增加变换电路及变压器，整个变换器结构复杂且难以推广应用。


技术实现要素：

4.本发明的目的在于，提供一种宽范围双向谐振式软开关直流变换器及其控制方法，既可以实现软开关高效变换，又可以相对简单且满足宽范围电压的双向变换，解决现有技术存在需要两级变换器进行多次变换、导流通路器件多和采用不能实现全变换的软开关导致损耗大，从而不适宜在体积有限或者成本要求相对较高的场所进行应用的技术问题。
5.本发明采取的技术方案是：一种宽范围双向谐振式软开关直流变换器，包括第一直流电源、输入储能滤波电容、初级桥式变换单元、第一串联谐振单元、隔离变压器、第二串联谐振单元、次级桥式变换单元、输出储能滤波电容和第二直流电源；所述输入储能滤波电容与所述初级桥式变换单元并联，所述初级桥式变换单元还与所述第一直流电源连接；所述隔离变压器初级侧与所述第一串联谐振单元串联后，再与所述初级桥式变换单元连接，所述隔离变压器次级侧与所述第二串联谐振单元串联后，再与所述次级变换单元连接；所述输出储能滤波电容与所述次级变换单元并联；所述次级桥式变换单元还与所述第二直流电源连接；
6.所述初级桥式变换单元和次级桥式变换单元为全桥式变换单元或半桥式变换单元；所述第一串联谐振单元包括串联连接的第一谐振电容和第一谐振电感，所述第二串联
谐振单元包括串联连接的第二谐振电容和第二谐振电感；所述第一谐振电容与所述初级桥式变换单元连接，所述第一谐振电感与所述隔离变压器的初级侧连接；所述第二谐振电容与所述次级桥式变换单元连接，所述第二谐振电感与所述隔离变压器的次级侧连接；
7.当初级桥式变换单元和或次级桥式变换单元为全桥式变换单元时，所述初级桥式变换单元包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；所述第一开关管和第三开关管串联成第一桥臂，所述第二开关管和第四开关管串联成第二桥臂，所述第一桥臂和第二桥臂并联连接；所述第一开关管和第二开关管的漏极与所述第一直流电源的正极和所述输入储能滤波电容一端连接，所述第三开关管和第四开关管的源极与所述第一直流电源的负极和所述输入储能滤波电容另一端连接；所述第一谐振电容与所述第三开关管的漏极连接，所述隔离变压器的初级侧与所述第四开关管的漏极连接；所述次级桥式变换单元包括第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管，所述第五开关管和第七开关管串联成第三桥臂，所述第六开关管和第八开关管串联成第四桥臂，所述第三桥臂和第四桥臂并联连接；所述第五开关管和第六开关管的漏极与所述第二直流电源的正极和所述输出储能滤波电容一端连接，所述第七开关管和第八开关管的源极与所述第二直流电源的负极和所述输出储能滤波电容另一端连接；所述第二谐振电容与所述第八开关管的漏极连接，所述隔离变压器的次级侧与所述第七开关管的漏极连接；
8.当初级桥式变换单元或次级桥式变换单元为半桥式变换单元时，所述初级桥式变换单元包括串联连接的第一开关管和第二开关管，所述第一开关管的漏极与所述第一直流电源的正极和所述输入储能滤波电容一端连接，所述第二开关管的源极与所述第一直流电源的负极和所述输入储能滤波电容另一端连接；所述第一谐振电容与所述第二开关管的漏极连接，所述隔离变压器的初级侧与所述第二开关管的源极连接；所述次级桥式变换单元包括串联连接的第三开关管和第四开关管，所述第三开关管的漏极与所述第二直流电源的正极和所述输出储能滤波电容一端连接，所述第四开关管的源极与所述第二直流电源的负极和所述输出储能滤波电容另一端连接；所述第二谐振电容与所述第四开关管的漏极连接，所述隔离变压器的次级侧与所述第四开关管的源极连接。
9.进一步地，所述第一直流电源和第二直流电源为直流电源、整流后的交流电源、有开关控制的阶跃性电源或可以提供电源电压的负载。
10.进一步地，所述初级桥式变换单元和次级桥式变换单元在仅作单方向整流变换时，第一至第八开关管全部为开关管；当初级桥式变换单元和次级桥式变换单元为h型全桥结构时，共源极、共漏极或者直接串联桥臂的两个开关管为开关管，另外两个开关管则为二极管。
11.进一步地，所述开关管为设置有反并二极管的高频开关管，所述反并二极管为集成二极管、寄生二极管或外加二极管。
12.进一步地，所述输入储能滤波电容和输出储能滤波电容为无极性的电容或有极性的电容；当所述第一直流电源或第二直流电源是阶跃性变化的电源，所述输入储能滤波电容和输出储能滤波电容为可控开关与电容串联的等效电容；所述第一谐振电感和第二谐振电感为外置式电感、变压器内部的耦合漏感或者外置电感和变压器内部漏感的耦合电感。
13.进一步地，所述第一谐振电容和第一谐振电感的的谐振频率其
中lr1为第一谐振电感的电感值，cr1为第一谐振电容的电容值；所述第二谐振电容和第二谐振电感的的谐振频率其中lr2为第二谐振电感的电感值，cr2为第二谐振电容的电容值，并且f10＝f20。
14.上述宽范围双向谐振式软开关直流变换器的控制方法为：
15.s100：根据电源状态设定电路采样或者外界通讯检测直流变换器需要输出的电压判断直流变换器的工作状态为正向工作状态还是反向工作状态；所述正向工作状态是指第一直流电源为输入，第二直流电源为输出；所述反向工作状态是指第二直流电源为输入，第一直流电源为输出；
16.s200：判断初级桥式变换单元以及次级桥式变换单元的工作状态为逆变状态还是整流状态，并进行相应的时序逻辑配置和pwm驱动配置；初级桥式变换单元以及次级桥式变换单元中开关管占空比最大不超过0.5，并且留有足够的死区时间；
17.s300：根据步骤s100和s200判定的工作状态，对初级桥式变换单元和次级桥式变换单元的开关管施加pwm驱动控制信号；当判定为正向工作状态时，初级桥式变换单元做逆变变换，将第一直流电源的电压变换为高频脉冲，通过第一串联谐振单元、隔离变压器和第二串联谐振单元耦合传向次级桥式变换单元，经次级桥式变换单元作高频整流后传向输出储能滤波电容和第二直流电源；当判定为反向工作状态时，次级桥式变换单元做逆变变换，第二直流电源的电压经过输出储能滤波电容传至次级桥式变换单元作高频脉冲变换，经过第二串联谐振单元和隔离变压器耦合，再通过第一串联谐振单元传至初级桥式变换单元作高频整流变换，再将直流电压传向输入储能滤波电容及第一直流电源。
18.s400：直流变换器工作在正向工作状态时，若第一直流电源的电压值经隔离变压器耦合后高于设定的第二直流电源的电压值，则对初级桥式变换单元施加的pwm驱动做缩小占空比调节，反之则调节占空比加大；
19.直流变换器工作在反向工作状态时，若第二直流电源的电压值经隔离变压器耦合后高于设定的第一直流电源的电压值，对次级桥式变换单元施加的pwm驱动做缩小占空比调节，反之则调节占空比增大；
20.s500：在初级桥式变换单元和次级桥式变换单元的开关管按照设定进行导通后，关断初级桥式变换单元和次级桥式变换单元的所有驱动信号，并让输入储能滤波电容和输出储能滤波电容进行续流。
21.在步骤s300～s500中，当直流变换器工作在正向工作状态时，若对初级桥式变换单元施加的pwm驱动加大占空比到最大限制值依然不能达到第二直流电源电压值的需求，则固定占空比，将工作频率调节至最佳工作频率点进入升压模式，在下一个整流导通周期即将开始前对次级桥式变换单元非本周期内整流导通桥臂的其中一个开关管增加pwm驱动，反之则逐渐减小对初级桥式变换单元施加的pwm驱动占空比并退出升压模式；当直流变换器工作当直流变换器工作在反向工作状态时，若对次级桥式变换单元施加的pwm驱动加大占空比到最大限制值依然不能达到第一直流电源电压值的需求，则在下一个整流导通周期即将开始前对初级桥式变换单元中非本周期内整流导通桥臂的开关管增加pwm驱动进行升压，反之则根据控制逐渐减小对初级桥式变换单元施加的pwm驱动占空比并退出升压模式。
22.进一步地，在步骤s300～s500中，初级桥式变换单元和次级桥式变换单元开关管的pwm驱动信号的工作频率相同，且频率区间是谐振固有谐振频率的95％～115％。
23.进一步地，在步骤s300～s500中，当直流变换器工作在正向工作状态的升压模式时，若次级桥式变换单元是全桥式变换单元，则在下一个整流导通周期即将开始前只对非本周期内整流导通桥臂的其中一个开关管施加pwm驱动，或对非本周期内整流导通桥臂的两个开关管都增加pwm驱动；如果次级桥式变换单元是半桥整流式变换器时，则在下一个整流导通周期即将开始前只对本周期内非整流导通桥臂的开关管增加pwm驱动；当直流变换器工作在反向工作状态时，如果是升压模式，且初级桥式变换单元是全桥式变换单元，则在下一个整流导通周期即将开始前只对非本周期内整流导通桥臂的其中一个开关管施加pwm驱动，或对非本周期内整流导通桥臂的两个开关管都增加pwm驱动；如果初级桥式变换单元是半桥变换器，则在下一个整流导通周期即将开始前只对本周内期非整流导通桥臂的开关管增加pwm驱动。
24.进一步地，在步骤s300～s500中，当直流变换器工作在反向工作状态的升压模式时，施加给初级桥式变换单元中起升压作用的开关管驱动信号要早于次级桥式变换单元的驱动信号，施加给初级桥式变换单元中起升压作用的开关管驱动信号为上周期同步整流信号的延迟信号，即所述延迟信号的周期为同步整流占空比、升压占空比和死区时间的总和；若是直流变换器工作在非升压模式，初级桥式变换单元和次级桥式变换单元中的开关管则施加同步整流驱动信号。
25.本发明的有益效果在于：
26.(1)从结构及性能上，克服了传统的需要两级稳压变换电路才能实现较宽范围双向直流变换，也简化了多级电路变换的复杂性；
27.(2)从控制上，改变了传统的串联谐振变换需要宽范围调频实现电压控制模式，本发明主要通过调节各变换单元开关管的占空比来实现调压，与传统的桥式变换器调压控制原理接近，相对简单；
28.(3)从软开关实现上，利用了串联谐振单元实现了宽范围双向变换的软开关，实现了串联谐振的软开关和传统的桥式变换器宽范围的综合性能；避免了高的电压尖峰应力以及硬开关损耗。
29.(4)从适用性上，改变了传统的只能是较为稳定的直流源的限制，将输入储能滤波电容串联可控开关后，输入直流电源可是有开关控制的阶跃性电源。
30.(5)由于从结构上的归一化控制，克服了多个变换器或者变压器线圈组合切换，使得性能更加稳定，综合性价比高。
附图说明
31.为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本技术的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
32.图1为现有的直流变换器方框示意图；
33.图2为现有的双向直流变换实现方案电路示意图；
34.图3为本发明实施例的方框示意图；
35.图4为本发明实施例的电路原理图；
36.图5为本发明实施例初级桥式变换单元或次级桥式变换单元的电路图；
37.图6为本发明实施例全桥变换单元的电路图；
38.图7为本发明实施例处于正向整流工作状态的电路图；
39.图8为本发明实施例处于反向整流工作状态的电路图；
40.图9为本发明实施例处于正向降压工作状态的波形示意图；
41.图10为本发明实施例处于正向升压工作状态的波形示意图；
42.图11为本发明实施例处于反向降压工作状态的波形示意图；
43.图12为本发明实施例处于反向升压工作状态的波形示意图。
44.附图标记解释：d1-第一二极管，d2-第二二极管，da-二极管a，db-二极管b，q1-第一开关管，q2-第二开关管，q3-第三开关管，q4-第四开关管，q5-第五开关管，q6-第六开关管，q7-第七开关管，q8-第八开关管，qa-开关管a，qb-开关管b，qc-开关管c，qd-开关管d，lr1-第一谐振电感，lr2-第二谐振电感，lm-主励磁电感，tra-隔离变压器，cra-谐振电容a，crb-谐振电容b，cr-谐振电容，lr-谐振电感，cr1-第一谐振电容，cr2-第二谐振电容，c1-输入储能滤波电容，c2-输出储能滤波电容，dc1-第一直流电源，dc2-第二直流电源。
具体实施方式
45.为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明并不限于下面公开的具体实施例的限制。
46.除非另作定义，此处使用的技术术语或者科学术语应当为本技术所述领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本专利申请说明书以及权利要求书中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。同样，“一个”或者“一”等类似词语也不表示数量限制，而是表示存在至少一个。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。“上”、“下”、“左”、“右”等仅用于表示相对位置关系，当被描述对象的绝对位置改变后，则该相对位置关系也相应地改变。
47.如图3和图4所示，一种宽范围双向谐振式软开关直流变换器，包括第一直流电源dc1、输入储能滤波电容c1、初级桥式变换单元、第一串联谐振单元、隔离变压器tra、第二串联谐振单元、次级桥式变换单元、输出储能滤波电容c2和第二直流电源dc2；所述输入储能滤波电容c1与所述初级桥式变换单元并联，所述初级桥式变换单元还与所述第一直流电源dc1连接；所述隔离变压器tra初级侧与所述第一串联谐振单元串联后，再与所述初级桥式变换单元连接，所述隔离变压器tra次级侧与所述第二串联谐振单元串联后，再与所述次级变换单元连接；所述输出储能滤波电容c2与所述次级变换单元并联；所述次级桥式变换单元还与所述第二直流电源dc2连接；
48.所述初级桥式变换单元和次级桥式变换单元为全桥式变换单元或半桥式变换单元；所述第一串联谐振单元包括串联连接的第一谐振电容cr1和第一谐振电感lr1，所述第
二串联谐振单元包括串联连接的第二谐振电容cr2和第二谐振电感lr2；所述第一谐振电容cr1与所述初级桥式变换单元连接，所述第一谐振电感lr1与所述隔离变压器tra的初级侧连接；所述第二谐振电容cr2与所述次级桥式变换单元连接，所述第二谐振电感lr2与所述隔离变压器tra的次级侧连接；
49.当初级桥式变换单元和或次级桥式变换单元为全桥式变换单元时，所述初级桥式变换单元包括第一开关管q1、第二开关管q2、第三开关管q3和第四开关管q4；所述第一开关管q1和第三开关管q3串联成第一桥臂，所述第二开关管q2和第四开关管q4串联成第二桥臂，所述第一桥臂和第二桥臂并联连接；所述第一开关管q1和第二开关管q2的漏极与所述第一直流电源dc1的正极和所述输入储能滤波电容c1一端连接，所述第三开关管q3和第四开关管q4的源极与所述第一直流电源dc1的负极和所述输入储能滤波电容c1另一端连接；所述第一谐振电容cr1与所述第三开关管q3的漏极连接，所述隔离变压器tra的初级侧与所述第四开关管q4的漏极连接；所述次级桥式变换单元包括第五开关管q5、第六开关管q6、第七开关管q7和第八开关管q8，所述第五开关管q5和第七开关管q7串联成第三桥臂，所述第六开关管q6和第八开关管q8串联成第四桥臂，所述第三桥臂和第四桥臂并联连接；所述第五开关管q5和第六开关管q6的漏极与所述第二直流电源dc2的正极和所述输出储能滤波电容c2一端连接，所述第七开关管q7和第八开关管q8的源极与所述第二直流电源dc2的负极和所述输出储能滤波电容c2另一端连接；所述第二谐振电容cr2与所述第八开关管q8的漏极连接，所述隔离变压器tra的次级侧与所述第七开关管q7的漏极连接；
50.当初级桥式变换单元或次级桥式变换单元为半桥式变换单元时，所述初级桥式变换单元包括串联连接的第一开关管q1和第二开关管q2，所述第一开关管q1的漏极与所述第一直流电源dc1的正极和所述输入储能滤波电容c1一端连接，所述第二开关管q2的源极与所述第一直流电源dc2的负极和所述输入储能滤波电容c1另一端连接；所述第一谐振电容cr1与所述第二开关管q2的漏极连接，所述隔离变压器tra的初级侧与所述第二开关管q2的源极连接；所述次级桥式变换单元包括串联连接的第三开关管q3和第四开关管q4，所述第三开关管q3的漏极与所述第二直流电源dc2的正极和所述输出储能滤波电容c2一端连接，所述第四开关管q4的源极与所述第二直流电源dc2的负极和所述输出储能滤波电容c2另一端连接；所述第二谐振电容cr2与所述第四开关管q4的漏极连接，所述隔离变压器tra的次级侧与所述第四开关管q4的源极连接。
51.在本发明实施例中，所述第一直流电源dc1和第二直流电源dc2为直流电源、整流后的交流电源、有开关控制的阶跃性电源或可以提供电源电压的负载。经过整流的三相交流作为直流源输入时，每相电压均不相同，串联开关进行控制切换时，经过整流的三相交流则会是阶跃性的输入电源，本发明实施例同样适用于有开关控制的阶跃性电源。所述输入储能滤波电容c1和输出储能滤波电容c2为无极性的电容或有极性的电容；当所述第一直流电源dc1或第二直流电源dc2是阶跃性变化的电源，所述输入储能滤波电容c1和输出储能滤波电容c2为可控开关与电容串联的等效电容；所述第一谐振电感lr1和第二谐振电感lr2为外置式电感、变压器内部的耦合漏感或者外置电感和变压器内部漏感的耦合电感。
52.所述初级桥式变换单元和次级桥式变换单元在仅作单方向整流变换时，第一至第八开关管q1～q8全部为开关管；当初级桥式变换单元和次级桥式变换单元为h型全桥结构时，共源极、共漏极或者直接串联桥臂的两个开关管为开关管，另外两个开关管则为二极
管。所述开关管为设置有反并二极管的高频开关管，所述反并二极管为集成二极管、寄生二极管或外加二极管。
53.所述第一谐振电容cr1和第一谐振电感lr1的的谐振频率其中lr1为第一谐振电感lr1的电感值，cr1为第一谐振电容cr1的电容值；所述第二谐振电容cr2和第二谐振电感lr2的的谐振频率其中lr2为第二谐振电感lr2的电感值，cr2为第二谐振电容cr2的电容值，并且f10＝f20。
54.如图5所示，初级桥式变换单元和次级桥式变换单元做桥式逆变功能或者同步整流变换时，可以是全桥式变换单元，也可以是半桥式变换单元。图5(a)为全桥式变换单元的电路图，采用开关管a qa、开关管b qb、开关管c qc和开关管d qd组成全桥变换器，谐振电容cr和谐振电感lr一起构成串联谐振单元；图5(b)为半桥式变换单元的一种连接方式，采用开关管a qa和开关管c qc组成桥臂，谐振电容cr和谐振电感lr一起构成串联谐振单元；图5(c)为半桥式变换单元的另一种连接方式，采用开关管a qa和开关管c qc组成第一桥臂，采用谐振电容a cra和谐振电容b crb串联构成另一一个桥臂，并且cra＝crb＝1/2*cr，其中cra为谐振电容a cra电容值，crb为谐振电容b crb电容值，cr为图5(a)中谐振电容cr的电容值，谐振电容acra、谐振电容b crb和谐振电感lr一起构成串联谐振单元。串联谐振单元与变压器线圈的串联关系、谐振电容cr和谐振电感lr在串联环路中的连接顺序是均是可以调动的。
55.如图6所示，当初级桥式变换单元和次级桥式变换单元做整流变换时，初级桥式变换单元和次级桥式变换单元可采用图6(a)～图6(c)所示的全桥式变换单元，图6(a)采用开关管aqa、开关管b qb、开关管c qc和开关管d qd组成全桥变换器，谐振电容cr和谐振电感lr一起构成串联谐振单元；图6(b)采用开关管b qb和开关管d qd串联组成一条桥臂，二极管ada和二极管b db串联组成另一条桥臂，同样地，也可以采用开关管a qa和开关管c qc串联组成一条桥臂，二极管a da和二极管b db串联组成另一条桥臂；图6(c)采用开关管a qa和开关管b qb共漏极连接方式，由开关管b qb和二极管a da串联组成一条桥臂，开关管a qa和二极管b db串联组成另一条桥臂；同样地，也可以采用开关管c qc和开关管d qd共源极连接方式，由开关管c qc和二极管a da串联组成一条桥臂，开关管d qd和二极管b db串联组成另一条桥臂。
56.如图5及图6所示的相关整流或者逆变电路，是大家熟知的电路，其具体工作原理本领域技术人员应该理解到，本文将不再深入分析。本发明亦不局限于上述实现案例，其他可实现本发明功能的组合方式亦都属于本范畴。
57.本发明实施例采取的控制方法包括如下步骤：
58.s100：根据电源状态设定电路采样或者外界通讯检测直流变换器需要输出的电压判断直流变换器的工作状态为正向工作状态还是反向工作状态；所述正向工作状态是指第一直流电源dc1为输入，第二直流电源dc2为输出；所述反向工作状态是指第二直流电源dc2为输入，第一直流电源dc1为输出；
59.s200：判断初级桥式变换单元以及次级桥式变换单元的工作状态为逆变状态还是整流状态，并进行相应的时序逻辑配置和pwm驱动配置；初级桥式变换单元以及次级桥式变换单元中开关管占空比最大不超过0.5，并且留有足够的死区时间；
60.s300：根据步骤s100和s200判定的工作状态，对初级桥式变换单元和次级桥式变换单元的开关管施加pwm驱动控制信号；当判定为正向工作状态时，初级桥式变换单元做逆变变换，将第一直流电源dc1的电压变换为高频脉冲，通过第一串联谐振单元、隔离变压器tra和第二串联谐振单元耦合传向次级桥式变换单元，经次级桥式变换单元作高频整流后传向输出储能滤波电容c2和第二直流电源dc2；当判定为反向工作状态时，次级桥式变换单元做逆变变换，第二直流电源dc2的电压经过输出储能滤波电容c2传至次级桥式变换单元作高频脉冲变换，经过第二串联谐振单元和隔离变压器tra耦合，再通过第一串联谐振单元传至初级桥式变换单元作高频整流变换，再将直流电压传向输入储能滤波电容c1及第一直流电源dc1。
61.s400：直流变换器工作在正向工作状态时，若第一直流电源dc1的电压值经隔离变压器tra耦合后高于设定的第二直流电源dc2的电压值，则对初级桥式变换单元施加的pwm驱动做缩小占空比调节，反之则调节占空比加大；
62.直流变换器工作在反向工作状态时，若第二直流电源dc2的电压值经隔离变压器tra耦合后高于设定的第一直流电源dc1的电压值，对次级桥式变换单元施加的pwm驱动做缩小占空比调节，反之则调节占空比增大；
63.s500：在初级桥式变换单元和次级桥式变换单元的开关管按照设定进行导通后，关断初级桥式变换单元和次级桥式变换单元的所有驱动信号，并让输入储能滤波电容和输出储能滤波电容进行续流。
64.在步骤s300～s500中，初级桥式变换单元和次级桥式变换单元开关管的pwm驱动信号的工作频率相同，且频率区间是谐振固有谐振频率的95％～115％。在本发明实施例中，初级桥式变换单元和次级桥式变换单元开关管的pwm驱动信号的工作频率为谐振固有谐振频率的102.5％。
65.当直流变换器工作在正向工作状态时，若对初级桥式变换单元施加的pwm驱动加大占空比到最大限制值依然不能达到第二直流电源dc2电压值的需求，则固定占空比，将工作频率调节至最佳工作频率点进入升压模式，在下一个整流导通周期即将开始前对次级桥式变换单元非本周期内整流导通桥臂的其中一个开关管增加pwm驱动，反之则逐渐减小对初级桥式变换单元施加的pwm驱动占空比并退出升压模式；当直流变换器工作当直流变换器工作在反向工作状态时，若对次级桥式变换单元施加的pwm驱动加大占空比到最大限制值依然不能达到第一直流电源dc1电压值的需求，则在下一个整流导通周期即将开始前对初级桥式变换单元中非本周期内整流导通桥臂的开关管增加pwm驱动进行升压，反之则根据控制逐渐减小对初级桥式变换单元施加的pwm驱动占空比并退出升压模式。
66.当直流变换器工作在正向工作状态的升压模式时，若次级桥式变换单元是全桥式变换单元，则在下一个整流导通周期即将开始前只对非本周期内整流导通桥臂的其中一个开关管施加pwm驱动，或对非本周期内整流导通桥臂的两个开关管都增加pwm驱动；如果次级桥式变换单元是半桥整流式变换器时，则在下一个整流导通周期即将开始前只对本周期内非整流导通桥臂的开关管增加pwm驱动；当直流变换器工作在反向工作状态时，如果是升压模式，且初级桥式变换单元是全桥式变换单元，则在下一个整流导通周期即将开始前只对非本周期内整流导通桥臂的其中一个开关管施加pwm驱动，或对非本周期内整流导通桥臂的两个开关管都增加pwm驱动；如果初级桥式变换单元是半桥变换器，则在下一个整流导
通周期即将开始前只对本周内期非整流导通桥臂的开关管增加pwm驱动。
67.当直流变换器工作在反向工作状态的升压模式时，施加给初级桥式变换单元中起升压作用的开关管驱动信号要早于次级桥式变换单元的驱动信号，施加给初级桥式变换单元中起升压作用的开关管驱动信号为上周期同步整流信号的延迟信号，即所述延迟信号的周期为同步整流占空比、升压占空比和死区时间的总和；若是直流变换器工作在非升压模式，初级桥式变换单元和次级桥式变换单元中的开关管则施加同步整流驱动信号。
68.若根据外部信号判定本发明实施例为正向工作模式，即将第一直流电源电压变换为第二直流电源电压，则按照上述控制方法，设定初级桥式变换单元的工作频率为第一串联谐振单元的谐振频率此时次级桥式变换单元的功能是全桥整流器，为了获得高效率，可以对次级桥式变换单元施加同步整流信号。为了讨论方便，也可以不加任何驱动信号，将第五开关管q5和第六开关管q6视作二极管整流，图4可简化成如图7所示的电路图；根据计算，如果输出电压是第二直流电源dc2的最高电压点，经隔离变压器tra匝数比折算到输入侧，折算后的输出电压略低于输入电压。因此，根据前述控制方法，对第一开关管q1、第二开关管q2、第三开关管q3和第四开关管q4所施加的桥式变换驱动占空比为50％左右，优选为47.5％，由于隔离变压器tra初级侧回路中的第一串联谐振单元的存在，此时需对初级侧桥式变换器的工作频率进行调节，使初级侧桥式变换器的工作频率高于谐振频率，如102.5％*f1。此时初级桥式变换单元等同于串联式llc全桥变换器，第一开关管q1、第二开关管q2、第三开关管q3和第四开关管q4均实现软开关；相关具体工作模式与常规的llc变换没有本质区别，本领域人员应该懂得，在此不再进行赘述。
69.在正向工作模式下，若对第一开关管q1、第二开关管q2、第三开关管q3和第四开关管q4所施加的桥式变换驱动占空比过大，使输出电压高于需要调节的电压大小，则将初级桥式变换单元的第一开关管q1、第二开关管q2、第三开关管q3和第四开关管q4的驱动占空比调小，称之为降压模式；此时，当初级桥式变换单元的占空比关闭后，由于谐振回路的电流不能突变，第一谐振电感lr1及励磁电感lm的电动势会发生变化，隔离变压器tra初级侧的电流则会通过先前未开通的开关管的反并联二极管进行续流。若此时开关管的占空比均已关闭，则续流电流反向对输入储能滤波电容c1或第一直流电源dc1充电，同时隔离变压器tra次级侧也会因为变压器耦合电压将原来储存在第二谐振电感lr2及励磁电感lm中部分能量释放而续流导通；但若将施加给初级全桥变换单元的共源极开关管、共漏极开关管或者是其中一个直接串联桥臂的两个开关管的占空比固定为47.5％，驱动波形如图9所示，则续流电流通过开通的共源极开关管或者共漏极的开关管，比如第三开关管q3和第四开关管q4进行循环，第一谐振电感lr1及第一谐振电容cr1的串联电压则被施加在隔离变压器tra上，其能量被耦合传递到次级侧，即通过次边整流输出。两者不同之处在于，后一种方法更趋近于传统的降压变换器续流特性。同时，在该变换特性下，输出电压较低，主要是因为在续流期间变压器及电感的伏秒平衡特性引起的有效占空比丢失；相比来说，初级侧续流释放能量回到输入储能滤波电容c1的磁复位过程更快，因此在下一次的开通之后，电流的有效传递时间更长，则回流传递到次级侧的能量更多，损耗也更大。
70.因此，在本发明实施例中，全桥变换器做逆变工作模式时，如果是需要降压模式，则对每次导通的两个开关管优先施加差异化驱动，其中一个为根据控制计算得出的占空比
驱动，另外一个开关管为固定的最大占比驱动或者占空比为47.5％的驱动，即可将本次施加给全桥共源极开关管、共漏极开关管或者其中一个直接串联桥臂的两个开关管的占空比固定为47.5％或者接近最大占空比，从而改变全桥变换单元在续流工作模式下的状态，使本发明实施例在续流工作模式下更趋近于传统的降压变换器的续流特性。
71.假设在正向工作模式下，按照前述的控制方法，对初级变换单元施加的pwm驱动加大占空比到最大限制值依然不能达到第二直流电源dc2的电压需求，则初级变换单元施加的pwm驱动固定为最大占空比，将工作频率调节至最佳工作频率点进入升压模式，在下一个整流导通周期即将开始前可以对次级桥式变换单元非本周期内整流导通桥臂的其中一个开关管增加pwm驱动，通过调节驱动的占空比大小实现输出电压的调节，如果不需要升压即可满足第二直流电源dc2的电压需求则退出该升压模式。同时该驱动的占空比在对应隔离变压器tra初级侧无效占空比区间时，在隔离变压器tra初级侧开关管开通后，电流未转正前，次级桥式变换单元驱动仅作同步整流使用，即升压驱动对应隔离变压器tra初级侧的驱动起点，有较短时间的无效升压占空比，具体驱动波形时序可参考图10。同时，根据拓扑架构的对称一致性原则，第一开关管q1可视同第六开关管q6，第二开关管q2可视同第五开关管q5，第三开关管q3可视同第八开关管q8，第四开关管q4可视同第七开关管q7。
72.若判定本发明实施例需要工作在反向工作模式，即将第二直流电压变换为第一直流电压，因此初级桥式变换单元主要处于整流模式，为了讨论方便，在该模式下图4可以简化如图8所示的电路图。根据拓扑架构的对称一致性原则，第一开关管q1可视同第六开关管q6，第二开关管q2可视同第五开关管q5，第三开关管q3可视同第八开关管q8，第四开关管q4可视同第七开关管q7；反向模式下相关原理如前面讨论正向工作模式也相同，在此不再详细进行赘述，反向模式下的驱动波形可参考图11，在此仅分析需要进入升压模式后的驱动施加原则及工作原理。
73.由于次级桥式变换单元中第五开关管q5、第六开关管q6、第七开关管q7和第八开关管q8的驱动占空比施加到最大，则需对初级桥式变换单元的非本周期内整流导通桥臂的其中一个开关管增加pwm驱动，即对本周期内非整流导通的第三开关管q3或第四开关管q4增加升压pwm驱动，第一开关管q1和第二开关管q2可做同步整流或者视作二极管，驱动波形如图12，同时对初级桥式变换单元施加的驱动信号应该要略微早于次级桥式变换单元的驱动信号，一般至少提前以2％～5％周期。在本发明实施例中，初级桥式变换单元施加的驱动信号比次级桥式变换单元的驱动信号早200ns。因为初级桥式变换单元的其中两个开关管在本周期内非整流导通，即在前周期内整流导通或者为变压器整流回路电动势的顺向通路，因此提前开通开关管的方式为零电压开通。同时根据前面的导通方式，结合同步整流，所述升压pwm驱动也可以理解为是具有同步整流功能pwm驱动的延续，数值等于同步整流占空比加升压占空比及死区时间的和；进入下个工作周期后，由于端口电压随着电感电动势和变压器感应电压的反向进入类似输出侧短路状态，则本应加在初级桥式变换单元初级侧口上的整流电压在第三开关管q3和第四开关管q4上形成了通路回流，由于第一串联谐振单元的第一谐振电容cr1和第二串联谐振单元的第二谐振电容cr2电压不能突变，而变压器端口电压是直接耦合，因此第一串联谐振电容cr和第一串联谐振电感lr处于储能状态；当施加在第三开关管q3或第四开关管q4上的驱动电压结束后，短路状态消失，第一谐振电感lr1、第一谐振电容cr1、第二谐振电感lr2和第二谐振电容cr2继续谐振并进行续流；隔离变
压器tra上次级侧的耦合电压叠加第二串联谐振单元的电压，使初级桥式变换单元导通，以此完成了第二直流电源dc2向第一直流电源dc1供电的升压转换过程。因此，在该过程中，第三开关管q3和第四开关管q4实现了零电压零电流开通及零电压关断，第一开关管q1和第二开关管q2则实现了零电压开通及零电压零电流关断。
74.以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。