如本领域中已知的，可以通过称为“供应调制”(有时也称为“漏极调制”或“集电极调制”)的技术来提高射频(rf)功率放大器(PA)的效率。在这样的技术中，根据正在合成的射频信号，随时间动态地调节(“调制”)提供至PA的电源电压。为了最大的效率改进，可以在短时间标度上离散地(在离散的水平之间)或连续地调节供应电压，以跟踪或动态地适应射频信号幅值(或包络)的快速变化，例如由于数据被编码在射频信号中或由于期望射频信号幅值随高包络带宽变化(例如，如在包络跟踪、高级包络跟踪、极化调制、“G类”功率放大、多级退避、多级LINC、非对称多级移相等)而可能发生的变化。对于射频“流量”变化等，提供至PA的电源电压(或电压水平)也可以适合于适应诸如与适应发射机输出强度相关联的期望的射频包络(例如，“自适应偏置”)的长期变化，以使数据转移中的误差最小化。
通过从一组离散电源电压中动态地选择中间电压，并且然后进一步调节(降低)该中间电压以创建要提供至功率放大器的连续可变供应电压可以有利地实现“连续”供应调制(例如，“包络跟踪”或“自适应偏置”)。一些射频放大器系统利用“离散”供应调制(或离散“漏极调制”)，其中供应电压在一组离散电压水平之间切换，可能包括附加的滤波或调制以对电压水平之间的电压转换进行整形。例如在其它类型中的“G类”放大器、多级LINC(MLINC)功率放大器、非对称多级移相(AMO)功率放大器、多级退避放大器(包括“非对称多级退避”放大器)和数字化极化发射机中描述了该类型系统并且该类型系统被包括其中。也可以实现利用连续和离散供应调制的组合的混合系统。
技术实现要素：
描述了通过“供应调制”(也称为“漏极调制”或“集电极调制”)提高包括射频功率放大器(PA)的射频(rf)放大器的效率的构思、系统、电路和技术，其中根据正在合成的射频信号的特性(例如幅值水平)随时间动态地调节(“调制”)提供至射频放大器的电源电压。为了最大的效率改进，可以在短时间标度上离散地(在离散的水平之间)或连续地调节供应电压，以致跟踪或动态地适应射频信号幅值(或包络)的快速变化，例如由于数据编码在射频信号中或由于期望射频信号幅值随高包络带宽变化(例如，如在包络跟踪、高级包络跟踪、极化调制、“G类”功率放大、多级退避、多级LINC、非对称多级移相等。)而可能发生的。对于射频“流量”变化等，提供至PA的电源电压(或电压水平)也可以适合于适应诸如与适应发射机输出强度相关联的期望的射频包络(例如，“自适应偏置”)的长期变化，以使数据转移中的误差最小化。
根据本文中描述的构思、系统、设备和技术的一个方面，一种在具有m个电源电压(V1至Vm)的系统中产生一组供应电压的方法，包括：(a)独立地控制m个电源电压中的两(2)个电源电压(Vx和Vy，其中x、y都在1至m的范围内)；以及(b)按照与两个独立控制的电源电压的规定关系分配其它m-2个电源电压，使得m个电源电压中的两(2)个电源电压的独立控制等效于独立地指定或控制以下项的一项或更多项：(1)最小供应电压水平(Vmin)和最大供应电压水平(Vmax)，其中最小电压水平与最大电压水平之间的间隔ΔV根据最小供应电压水平(Vmin)和最大供应电压水平(Vmax)以及水平的总数目m确定；(2)最小供应电压水平(Vmin)和水平间电压间隔ΔV，其中最大供应电压水平(Vmax)由水平间电压间隔ΔV和水平的总数目m确定；以及(3)最大供应电压水平(Vmax)和水平间电压间隔ΔV，其中最小供应电压水平(Vmin)由水平间电压间隔ΔV和水平的总数目m确定。在实施方式中，以规定关系分配其它m-2个电源电压包括使用差分开关电容器电路来自动地分配其它m-2个电源电压。在实施方式中，以规定关系分配其它m-2个电源电压包括使用差分开关电容器电路来提供电荷转移以便自动地分配其它m-2个电源电压。
在实施方式中，以规定关系分配其它m-2个电源电压包括由两个独立创建的电源电压合成其它m-2个电源电压。在实施方式中，由两个独立创建的电源电压合成供应电压包括经由差分开关电容器电路由两个独立创建的电源电压合成供应电压以提供电荷转移。在实施方式中，按照与两个独立控制的电源电压的规定关系分配其它m-2个电源电压包括将其它m-2个电源电压分配成使得其它m-2个电源电压在两个独立控制的电源电压之间和/或周围以均匀的方式间隔开。在实施方式中，将其它m-2个电源电压分配成在两个独立控制的电源电压之间或周围以均匀的方式间隔开包括将其它m-2个电源电压分配成使得相邻的电压水平均分开电压ΔV。在实施方式中，方法包括独立地调节两个电压V1和Vm并且将其它m-2个电压在两个电压V1和Vm之间平均地间隔开，以提供m个电源电压Vk＝V1 (k-1)·(Vm-V1)/(m-1)，其中，k＝1...m。在实施方式中，m＝3。在实施方式中，m＝4。
根据本文中描述的构思、系统、装置和技术的另一方面，一种产生一组电源电压的系统，包括：用于提供m个电源电压(V1至Vm)的装置，其中m个电源电压中的两(2)个电源电压(例如，V1和Vm)能够被独立地控制；用于独立地控制m个电源电压中的能够被独立地控制的两(2)个电源电压(例如，V1和Vm)的装置；以及用于按照与能够被独立地控制的两个电源电压的规定关系分配其它m减二(m-2)个电源电压的装置。
在实施方式中，m个电源电压中的至少两个电源电压(例如，V1和Vm)是能够被独立地控制的。在实施方式中，用于独立地控制的装置被配置成控制m个电源电压中的至少两个电源电压中的至少两个电源电压。在实施方式中，其它m-2个电源电压按照与两个独立控制的电源电压的关系被分配，使得其它m-2个电源电压在两个独立控制的电源电压之间和/或周围以均匀的方式间隔开。在实施方式中，其它m-2个电源电压在两个独立控制的电源电压之间和/或周围均匀地间隔开，其中相邻的电压水平均分开电压ΔV。在实施方式中，用于独立地控制m个电源电压中的两(2)个电源电压(例如，V1和Vm)的装置被提供为用于独立地调节第一电压V1和第二电压Vm的装置，以及用于分配其它m-2个电源电压的装置包括用于使其它m-2个电压在第一电压V1与第二电压Vm之间均匀地间隔的装置，使得系统提供m个电源电压Vk＝V1 (k-1)·(Vm-V1)/(m-1)，其中k＝1...m。在实施方式中，用于独立地控制m个电源电压中的两(2)个电源电压(例如，V1和Vm)的装置和用于按照与两个独立控制的电源电压的规定关系分配其它m-2个电源电压的装置进行操作，使得用于独立地控制的装置和用于分配的装置等效于独立指定或控制以下项的一项或更多项：(1)最小供应电压水平(Vmin)和最大供应电压水平(Vmax)，其中最小电压水平与最大电压水平之间的间隔ΔV根据最小供应电压水平(Vmin)和最大供应电压水平(Vmax)以及水平的总数目m确定；(2)最小供应电压水平(Vmin)和水平间电压间隔ΔV，其中最大供应电压水平(Vmax)由水平间电压间隔ΔV和水平的总数目m确定；以及(3)最大供应电压水平(Vmax)和水平间电压间隔ΔV，其中最小供应电压水平(Vmin)由水平间电压间隔ΔV和水平的总数目m确定。在实施方式中，用于提供M个电源电压的装置包括多输出供应发生器，其包括：(1)多调节级，被配置成接收输入电压并且在其两个或更多个输出处提供多个独立调节的输出电压；(2)差分电容能量转移级，其利用来自多调节级的独立调节的输出中的至少两个输出的电容能量转移来合成一个或更多个附加输出，所述附加输出的电压和/或电流是从两个独立调节的输出提供的电压和/或电流的函数。在实施方式中，多调节级被提供为单电感器多输出(SIMO)功率转换器。在实施方式中，差分电容能量转移级被提供为单输出或多输出开关电容器转换器，其输入端口差分连接在多调节级的两个输出之间。
根据本文中描述的构思、系统、装置和技术的又一方面，多输出供应发生器包括：(1)多调节级，被配置成在其两个或更多个输出处提供多个独立调节的输出电压；以及(2)差分电容能量转移级，其利用来自多调节级的独立调节的输出中的至少两个输出的电容能量转移来合成一个或更多个附加输出，所述一个或更多个附加输出的电压和/或电流是从两个独立调节的输出提供的电压和/或电流的函数。
在实施方式中，权利要求20的多输出供应发生器，其中，多调节级被提供为单电感器多输出(SIMO)功率转换器。在实施方式中，差分电容能量转移级被提供为单输出或多输出开关电容器转换器，其输入端口差分连接在多调节级的两个输出之间。
根据本文中描述的构思、系统、装置和技术的又一方面，一种系统，包括：射频(rf)放大器；耦接至射频放大器的装置，用于向射频放大器提供m个电源电压(V1至Vm)，其中m个电源电压中的两(2)个电源电压(例如，V1和Vm)能够被独立地控制；用于独立地控制m个电源电压中的能够被独立地控制的两(2)个电源电压(例如，V1和Vm)的装置；以及用于按照与能够被独立地控制的两个电源电压的规定关系分配其它m-2个电源电压的装置。
在实施方式中，射频放大器是多个射频放大器中的第一射频放大器，其中多个射频放大器中的至少一些耦接至用于提供m个电源电压(V1至Vm)的装置。在实施方式中，射频放大器是射频功率放大器(PA)。
根据本文中描述的构思、系统、装置和技术的又一方面，一种用于操作系统的方法，包括：提供射频(rf)放大器；以及(b)通过独立地控制m个电源电压中的两(2)个电源电压，向射频放大器PA提供一个或更多个电源电压；以及(b)按照与两个独立控制的电源电压的规定关系分配其它m-2个电源电压，使得m个电源电压中的两(2)个电源电压的独立控制等效于独立地指定或控制以下项的一项或更多项：(1)最小供应电压水平(Vmin)和最大供应电压水平(Vmax)，其中最小电压水平与最大电压水平之间的间隔ΔV根据最小供应电压水平(Vmin)和最大供应电压水平(Vmax)以及水平的总数目m确定；(2)最小供应电压水平(Vmin)和水平间电压间隔ΔV，其中最大供应电压水平(Vmax)由水平间电压间隔ΔV和水平的总数目m确定；以及(3)最大供应电压水平(Vmax)和水平间电压间隔ΔV，其中最小供应电压水平(Vmin)由水平间电压间隔ΔV和水平的总数目m确定。
在实施方式中，射频放大器可以是射频功率放大器(PA)。在实施方式中，按照与两个独立控制的电源电压的规定关系分配其它m-2个电源电压包括将其它m-2个电源电压分配成使得其它m-2个电源电压在所述两个独立控制的电源电压之间和/或周围以均匀的方式间隔开。在实施方式中，将其它m-2个电源电压分配成在两个独立控制的电源电压之间或周围以均匀的方式间隔开包括将其它m-2个电源电压分配成使得相邻的电压水平均分开电压ΔV。在实施方式中，该方法还可以包括：独立地调节两个电压V1和Vm并且将其它m-2个电压在两个电压V1和Vm之间平均地间隔开以提供m个电源电压Vk＝V1 (k-1)·(Vm-V1)/(m-1)，其中k＝1...m。在实施方式中，m＝3。在实施方式中，M＝4。
根据本文中描述的构思、系统、装置和技术的又一方面，射频(rf)放大器系统，包括：(a)具有电源输入的射频放大器；以及(b)被耦接以向射频放大器提供电源信号的多输出供应发生器，多输出供应发生器包括：(1)多调节级，其被配置成在其两个或更多个输出处提供多个独立调节的输出电压；以及(2)差分电容能量转移级，其利用来自多调节级的独立调节的输出中的至少两个输出的电容能量转移来合成一个或更多个附加输出，所述一个或更多个附加输出的电压和/或电流是从两个独立调节的输出提供的电压和/或电流的函数。
在实施方式中，差分电容能量转移级利用来自多调节级的独立调节的输出中的至少两个输出的电容能量转移以合成两个或更多个附加输出，所述两个或更多个附加输出的电压和/或电流是从两个独立调节的输出提供的电压和/或电流的函数。在实施方式中，多调节级可以被提供为单电感器多输出(SIMO)功率转换器。在实施方式中，差分电容能量转移级可以被提供为单输出或多输出开关电容器转换器，其输入端口差分连接在多调节级的两个输出之间。在实施方式中，射频放大器系统还包括具有多个输入和至少一个输出的供应调制器，供应调制器具有耦接至所述多输出供应发生器的输出的输入和耦接至所述射频放大器的电源输入的输出。在实施方式中，供应调制器包括被配置成将供应发生器输出中的输出选择性地耦接至射频放大器电源输入的交换网络。在实施方式中，射频放大器系统还包括设置在供应调制器的输出与到所述射频放大器的电源输入之间的滤波器。在实施方式中，射频放大器系统还包括：(a)具有电源输入的第二射频放大器；(b)第二供应调制器，其具有耦接至所述多输出供应发生器的输出的多个输入和耦接至所述第二射频放大器的电源输入的输出。
根据本文中描述的构思、系统、装置和技术的又一方面，一种在具有m个电源电压(V1至Vm)的系统中产生一组供应电压的方法，包括：(a)独立地控制m个电源电压中的两(2)个电源电压(Vx和Vy，其中x、y都在1至m的范围内)；(b)按照与两个独立控制的电源电压的规定关系分配其它m减二(m-2)个电源电压，使得m个电源电压中的两(2)个电源电压的独立控制等效于独立地指定或控制以下的一项或更多项：(1)最小供应电压水平(Vmin)和最大供应电压水平(Vmax)，其中最小电压水平与最大电压水平之间的间隔ΔV根据最小供应电压水平(Vmin)和最大供应电压水平(Vmax)以及水平的总数目m确定；(2)最小供应电压水平(Vmin)和水平间电压间隔ΔV，其中最大供应电压水平(Vmax)由水平间电压间隔ΔV和水平的总数目m确定；以及(3)最大供应电压水平(Vmax)和水平间电压间隔ΔV，其中最小供应电压水平(Vmin)由水平间电压间隔ΔV和水平的总数目m确定；(4)最小(Vmin)供应电压电平；(5)最大(Vmax)供应电压电平；(6)水平间电压间隔ΔV；(7)最小供应电压水平(Vmin)和水平间电压间隔ΔV；以及(8)最大供应电压水平(Vmax)和水平间电压间隔ΔV。
根据本文中描述的构思、系统、装置和技术的又一方面，一种系统，包括：(a)被配置成提供m个电源电压(V1至Vm)的多输出供应发生器；(b)耦接至多输出供应发生器的供应调制器系统，供应调制器系统被配置成产生独立地控制m个电源电压中的两(2)个电源电压(Vx和Vy，其中x、y都在1至m的范围内)的一组供应电压；以及(c)差分电容能量级，其被配置成提供电荷转移来按照与两个独立控制的电源电压的规定关系自动地分配其它m减二(m-2)个电源电压，使得m个电源电压中的两(2)个电源电压的独立控制等效于独立地指定或控制以下的一项或更多项：(1)最小供应电压水平(Vmin)和最大供应电压水平(Vmax)，其中最小电压水平与最大电压水平之间的间隔ΔV根据最小供应电压水平(Vmin)和最大供应电压水平(Vmax)以及水平的总数目m确定；(2)最小供应电压水平(Vmin)和水平间电压间隔ΔV，其中最大供应电压水平(Vmax)由水平间电压间隔ΔV和水平的总数目m确定；以及(3)最大供应电压水平(Vmax)和水平间电压间隔ΔV，其中最小供应电压水平(Vmin)由水平间电压间隔ΔV和水平的总数目m确定。
在实施方式中，以规定关系分配其它m-2个电源电压包括使用差分开关电容器电路以自动地分配其它m-2个电源电压。
附图说明
根据以下对附图的描述可以更充分地理解前述特征，在附图中：
图1A是RF功率放大器系统的框图，该RF功率放大器系统利用多个供应水平并且示出了包括供应多个功率放大器的系统架构。
图1B是包括作为供应发生器的单电感器多输出升压转换器、“并联”供应调制器和LC滤波器的示例系统实现方式的框图。
图2是所提出的多输出供应发生器的系统架构的框图，该多输出供应发生器用作图1的射频放大器系统的一部分。
图3是所提出的多输出供应发生器的示例实现方式的示意图，该多输出供应发生器用作图1的射频放大器系统的一部分。
图4是多调节级的示意图。
图5A是用于产生介于电压vA与vB之间的输出电压vC的差分电容能量转移级的示意图。
图5B是表示该设计的操作特性的电路模型的示意图。
图6是用于产生介于电压vA与vB之间的输出电压vC的差分电容能量转移级的示意图。
图7A是具有差分开关电容器梯形电路结构的差分电容能量转移级的示意图，该差分开关电容器梯形电路结构产生在电压vA与vB之间以均匀的间隔分布的输出电压vC1和vC2。
图7B是差分开关电容器梯形结构的示意图，该差分开关电容器梯形结构示出了图7A的结构可以通过使用附加的堆叠能量转移电容器和半桥开关电路被扩展成提供附加的输出。
图8是具有可以用作输入或输出的四(4)个节点W、X、Y和Z的差分电容能量转移级的示意图。
图9A是具有三(3)个节点W、X和Y的差分电容能量转移级的示意图，其中X和Y用作输入(vA，vB)并且W用作输出vC。
图9B是表示该设计的操作特性的电路模型的示意图，该设计包括理想的1∶1变压器以及模拟电压下降和损耗的电阻器。
图10是可以提供输出电压vC的附加电压调节的差分电容能量转移级的示意图。
图11是基于双输出降压转换器的多调节级的示意图。
图12是用于诸如图11的多调节级的多调节级的控制器的示意图。
图13是通过使用辅助开关SC和SZ提供对负载iLA和iLB两端的改进控制的多调节功率级的示意图。
图14是提供对负载iLA和iLB两端的改进控制并且利用单向阻塞开关SC1、SC2、SZ1和SZ2的多调节功率级的示意图。
图15是通过使用辅助开关SC、SZ和SO提供对负载iLA和iLB两端的改进控制的多调节功率级的示意图。
具体实施方式
现在参照图1A，射频(rf)放大器系统10利用供应调制，其中，供应调制器子系统14在由供应发生器12产生的多个电压之间切换。(未示出的是用于这样的系统的信号处理和控制的方面)。图1A是尤其适合于离散供应调制的架构的示例实现方式。
射频功率放大器系统10包括多输出供应发生器子系统(或更简单的“供应发生器”)12，其可以从单个输入源11合成多个电源电压V1至Vm。在实施方式中，供应发生器12可以调节电源电压V1至Vm中的一个或更多个。供应发生器12向供应调制器系统14的一个或更多个供应调制器子系统(或更简单的“供应调制器”)14a至14N的输入提供电压V1至Vm中的一个或更多个。供应调制器14a至14N可以在由供应发生器12向其提供的不同的电源电压之间切换(并且理想地，快速地切换)，从而在其输出处提供经调制的供应电压V供应#1至V供应#N。根据本领域中已知的如离散漏极调制、高级包络跟踪(ETA)、离散包络跟踪和数字包络跟踪(数字ET)的技术可以足够快地调制开关以向功率放大器提供电源电压，使得射频放大器可以在保持高效率的同时提供所需的射频输出包络。例如，在美国专利8,829,993；9,160,287；9,166,536；9,172,336；9,209,758；9,755,672中的一个或更多个中描述了这样的技术。供应电压输入可以耦合至一个或更多个射频放大器18a至18N中的相应射频放大器的供应端子。在一些实施方式中，射频放大器可以被提供为射频功率放大器(PA)。在实施方式中，供应发生器12可以向供应调制器14供应相同或不同的电压。在实施方式中，供应发生器12可以在供应发生器12与供应调制器14之间耦合不同数目的电压。
在实施方式中，供应电压中的一些或全部可以通过可选的滤波或电压调节级16a至16N中相应的滤波或电压调节级耦合至射频放大器的供应端子。滤波/调节级16a至16N可以包括滤波网络，包括调节从调制电压Vmod到射频放大器的电压V供应的无源滤波器和/或有源滤波器和/或附加的装置(例如，包括低压降调节器，LDO)。
子系统12、14最佳实现的方式可以取决于多种因素，包括但不限于：功率水平(即在射频放大器的输出处提供的射频功率的水平)、电压水平(例如能量源11的电压水平和在供应发生器12的输出处提供的电压水平的范围)和射频放大器系统10的应用空间(即，将使用射频放大器系统10的特定应用)。然而，应当理解，对于许多移动应用(例如，诸如蜂窝电话、蜂窝电话基站的无线系统、诸如膝上型计算机或平板计算机的无线个人计算设备，仅举几个示例)，可能期望将供应发生器和供应调制器二者的电子元件单片地集成在单个半导体晶片上(例如，在互补金属氧化物半导体(CMOS)工艺中)。此外，在某些情况下，可能期望在单个晶片上集成用于供应发生器、供应调制器和功率放大器的电子器件。在其它情况下，可能期望在单独的半导体晶片上实现半导体元件供应发生器和(一个或更多个)供应调制器，以能够更好地将这些元件放置在系统模块内。在其它情况下(尤其在高功率下)，可能期望使用连接在一个或更多个印刷电路板上的分立元件来实现子系统。
在实施方式中，供应调制器子系统14a至14N中的一个、一些或全部可以包括一个或更多个开关以将由供应发生器12提供的一个或更多个电压耦合至射频放大器电源端子19a至19N。各种不同的开关电路(即具有各种开关配置或开关拓扑的开关)可以用于实现供应调制器子系统14。例如，在实施方式中，供应调制器子系统可以包括被配置成提供“串联”调制器的多个串联地耦接的开关。替选地，在实施方式中，供应调制器子系统可以包括被配置成提供“并联”调制器的多个并联地耦接的开关。又替选地，在实施方式中，供应调制器子系统可以包括一个或更多个串联地耦接的开关以及一个或更多个并联地耦接的开关。
对本文中描述的构思重要的是由供应发生器合成的电压如何影响一个或更多个供应调制器14a至14N中的开关所需的额定值。这是一个重要的考虑因素，因为调制器开关所需的额定电压可以影响(并且在某些情况下，高度影响)开关速度(和可实现的调制速率)和调制器效率，这两者是重要的系统因素。不管使用的调制器开关拓扑，如果存在按增加电压v1，...，vm排序(即v1＜v2＜...＜vm)的m个供应水平，则耦接在第j个供应电压vj与输出vmod之间的多个开关(或开关链)应当在理想情况下取决于调制器是否获得最低电压v1而被额定成至少阻塞大小为(vm-vj)的负电压以及为(vj-v1)或vj的正电压，或应当在理想情况下能够直接向射频放大器提供零伏特。在具有后一种类型的设计的一些实施方式中，其中提供至功率放大器的电源需要“截止”(放电至零伏特电源)，单独的低频率“关断”开关可以有利地放置成与能够获得调制器输出电压v1，...，vm的供应调制器的输出串联。这样的截止开关可以将调制器开关链电压阻塞要求从vj降低至(vj-v1)；这可以尤其有利于调制器设计。正如下面将看到的，所描述的构思提供了控制电压v1，...，vm的自然手段，使得可以以期望的方式实现调制器交换网络。
在一些实施方式中，诸如射频功率放大器系统10的射频功率放大器系统可以包括“串联”调制器，该“串联”调制器的形式适合于集成电路制造并且适合于比率式供应电压(例如，V2＝2V1，V3＝3V1，V4＝4V1)。这样的设计示出了供应水平对各个调制器设备所需的额定电压的影响；通过水平电压的正确选择，使用核心的器件和扩展的电压器件二者可以充分利用集成CMOS工艺，以实现调制器开关链所需的电压阻塞特性。此外，这样的电路示出了产生的用于器件的栅极驱动的水平的使用。这种类型的驱动方法促进高的效率和开关速度。然而，为了充分利用在相邻水平电压之间(例如，在Vj与Vj-1之间)驱动器件栅极，用于该设计的水平电压应当保持足够的间隔；否则，可能需要更复杂的栅极驱动设计，这会限制可实现的开关性能。如下所述，本文中描述的构思促进通过保持水平之间的期望电压关系的能力来保持适合于实现基于集成电路的调制器和高性能栅极驱动的电压水平。
已经通过各种方法实现了现有技术的供应发生器。已经使用多个独立转换器、多输出磁转换器、多输出开关电容器转换器和混合磁/开关电容器转换器来实现供应发生器，提供输出电压的比率式集合。这些现有方法中的每个具有很大的限制，限制了供应调制的射频放大器系统的可实现的尺寸、成本、效率和性能(例如，调制带宽)。
使用多个独立的电力转换器来产生多个供应电压产生了非常灵活的解决方案，允许要独立地调节到期望的值的每个输出电压独立于输入电压变化，并且提供随时间连续地调节输出电压的能力(例如，提供功率放大器的自适应偏置的能力)。不幸的是，由于需要大量的物理上大的电源部件(尤其磁部件)，该解决方案本身就大且昂贵。单电感器多输出转换器，有时称为“SIMO”转换器允许在仅需要单个磁部件时独立地调节多个输出电压，在一定程度上减轻了多个电力转换器的尺寸挑战。然而，由于SIMO设计固有地利用电感器的分时来供应多个输出，因此性能和效率迅速地下降并且控制复杂性随着输出的数目增加而迅速地增加。这种特性限制了这种方法在多水平供应调制器系统中的功效，多水平供应调制器系统通常利用三和七个供应水平以实现高性能(其中在某些情况下可能期望甚至更多水平)。
某些类型的转换器，例如常规的多输出磁转换器(例如，多输出反激式转换器)、多输出开关电容器转换器和混合磁/开关电容器转换器产生多个比率计量(ratiometricially)相关的输出电压，同时与使用多个独立的电力转换器相比减少了需要的磁部件的数目。传统的多输出磁转换器通常利用具有缩放匝数比的变压器来产生多个(理想情况下)比率计量缩放的输出电压。这些设计通常只能调节单个输出，其中其它输出的比率式关系大致由变压器匝数比保持(除非为其它输出提供了附加的“后调节”，例如通过使用添加的线性调节器。)变压器的使用往往损害在这些设计中可实现的效率(经常达到不可接受的水平)，并且这样的设计在实践中经常遭受输出之间的显著交叉调节(即，一个输出电压取决于不同输出上的负载而变化)，这在射频放大器系统中产生不良性能，除非使用附加的“后”调节(其进一步损害性能)。
多输出开关电容器转换器电路可以在实现非常高的效率和小的尺寸的同时产生多个比率计量相关的输出电压，其中输出电压之间的合理(理想)比率由电路拓扑和/或开关模式确定。然而，对于这种类型的电路，输出电压都是输入电压的缩放版本，这不能提供独立于输入电压的变化而连续地调节输出电压的方法；这在许多系统中可能是显著的缺点。
这些先前的多输出供应产生方法的一些限制可以经由具有比率计量缩放的输出的混合磁/开关电容器电路来实现。在这些设计中，磁调节级利用通过开关电容器电压平衡器级的作用合成且强制执行的附加的比率计量相关的输出电压来独立地调节单个输出电压(独立于系统输入电压)。例如，在m输出供应发生器中，磁级可以接受输入电压VX并且利用开关电容器电压动作合成(理想情况下)电压k1·VY、k2·VY……km-1·VY来调节单个输出电压行，其中常数k1……km-1是由电路拓扑和/或开关模式确定的有理数。这种方法的优点包括用于合成多个相关的输出电压的相对高效率和小尺寸要求以及相对简单的控制。
尽管有上述设计方法的优点，但是对于利用多水平供应调制的功率放大器系统，所有产生比率式供应发生器电压输出的设计具有限制(并且在某些情况下，显著的限制)。比率式输出的第一限制与用于可用功率放大器的可用供应电压范围有关。一些功率放大器可能在高达4：1甚至更大的宽供应电压范围内正常运转(例如，在从最大电压Vmax降低至等于或小于Vmin＝Vmax/4的最小电压的电源电压范围内正常运转。)许多其它功率放大器——包括那些通常在应用例如Wi-Fi、移动手持终端以及用于LTE和5G应用的MIMO发射器中使用的功率放大器——只能在窄得多的供应电压范围内操作(例如，3∶1甚至更小)。对于比率式供应电压，如果产生的最大电压降低(例如，对于平均PA输出功率降低的情况)，那么合成的比率式电压都会成比例地降低。这通常意味着在这种情况下，最低合成电压的一个或更多个将无法用于供应调制，因为其降低至允许的最小PA电源电压之下。这又降低了通过这些条件下的供应调制可以提供的可实现的PA效率增强。更加期望的是，如果电源电压不保持为一组固定的比率，则使得合成供应电压水平的全部(或几乎全部)在降低的功率操作下依然高于针对PA所允许的最小电压。
比率式输出的第二限制与电压之间的间隔随着合成的最大供应电压的减小如何变化有关。在比率式输出供应发生器中，两个相邻的电压可以是kj·VY和kj-1·VY，其中VY的值可以随着调节PA的平均发射功率经由比例因子kj放大或缩小。因此，电压水平之间的差是(kj-kj-1)·VY，其与VY成比例地放大和缩小。如上所述，这对于集成调制器开关的驱动可能是有问题的，尤其是在栅极驱动电压来源于水平间电压(水平之间的电压差)的情况下。这会极大地驱动集成调制器中的增加的栅极驱动复杂性，并且还会限制调制器的可实现的开关性能。更加期望的是，如果电源电压不保持为一组固定的比率，则使得相邻水平之间的间隔可以独立于合成的最大供应电压进行控制。
对于例如图1A中示出的功率放大器架构，期望能够提供以下系统：该系统可以提供电源电压的(例如，在多个离散水平中)两个非常快速的变化(例如，在射频包络的时间标度上或接近射频包络的时间标度的数量级内，或为了包络的离散跟踪而足够快)，同时还提供使缓慢地适应(例如，在与射频数据流量变化、发射器与接收器之间的位置变化相关联的时间标度上，或在本领域中通常用于功率放大器的自适应偏置)在期望的范围内的离散水平的电压的能力。(例如，在短于微秒或替选地短于100ns的时间标度上快速调制供应电压，并且使在与微秒相比更长或替选地长于10微秒的时间标度上适应供应电压。)本领域普通技术人员将理解，至少在某种程度上切换时间标度可能是特定于应用的。在实施方式中，可能可描述10ns甚至更低量级上的切换。当然，关于使在期望范围内适应离散水平的电压的能力同样也是如此。特别地，能够高效且紧凑地产生一组电源电压将是有用的，其中可以独立地控制m个电源电压中的两个电源电压(例如，第一电源电压V1和第二电源电压Vm)，其中按照与两个独立控制的电源电压的某种规定关系分配其它m-2个电源电压，例如在其之间和/或其周围以均匀的方式间隔开(例如，其中相邻的电压水平均分开电压ΔV)。例如，如果能够独立地调节电压V1和Vm并且将其它m-2个电压在电压V1和Vm之间平均地(或基本上平均地)间隔开，则将存在m个电源电压Vk＝V1 (k-1)·(Vm-V1)/(m-1)，其中k＝1...m，其中m是电压水平的最大数目。这样的安排等效于允许独立地指定或控制：
(a)最小电压水平(Vmin)和最大电压水平(Vmax)(其中电压水平之间的间隔ΔV根据Vmin和Vmax以及水平的总数目m确定)。
(b)最小供应电压水平(Vmin)和水平间电压间隔ΔV(其中最大电压水平Vmax由ΔV和水平的总数目m确定。)
(c)最大供应电压水平(Vmax)和水平间电压间隔ΔV(其中最小电压水平Vmin由ΔV和水平的总数目m确定。)
虽然不像所有电压的真正独立的控制(例如，如利用图1B的设计可实现的)那样灵活，但是将得到可以从供应调制中获得的大部分实际益处(例如，在功率放大器效率方面)，同时避免与提供真正独立的电压水平控制或比率式水平相关联的上述限制。因此，与现有方法相比，根据上述方法的设计将在尺寸、成本、效率和性能的组合方面提供显著的优点。
现在参照图1B，射频放大器系统30包括：多输出供应发生器34、供应调制器36和可选的滤波器38以及具有射频输入40a、射频输出40b和供应端子40c的射频放大器40。在该示例实施方式中，供应发生器34被提供为单电感器3输出升压转换器，其包括具有耦接至电压供应32的第一端子和耦接至节点34a的第二端子的电感器L。一个或更多个开关(在此为三个开关S1、S2、S3)具有耦接至节点34a的第一端子和耦接至至少一个电压节点的第二端子，电压节点通过电容器堆叠部C1、C2、C3、C4(例如串联地耦接在第一电压节点与地之间，以便建立多个电压节点V1至V3的多个电容器C1、C2、C3、C4)建立。第四开关S0具有耦接至节点34a的第一端子和耦接至地的第二端子。在图1A的示例实施方式中，开关S1、S2、S3的第二端子耦接至电压节点V1、V2、V3中的相应节点。
同样在该示例实施方式中，电源调制器包括多个开关Sm1至Sm3，其中每个开关Sm1至Sm3的第一端子耦接至电压端子V1至V3中的相应一个端子，并且每个开关Sm1至Sm3的第二端子耦接至节点36a。
在该示例实施方式中，节点36a通过滤波器38耦接至射频放大器40的供应端子40c。在该示例中，滤波器38被提供为LC滤波器，其包括电感器Lf、电阻器Rf和电容器C4、C5。在其它实施方式中，节点36a可以通过其它电路系统(即除滤波器电路系统之外的电路系统)耦接至射频放大器40的供应端子40c。在其它实施方式中，节点36a可以直接耦接至射频放大器40的供应端子40c。
现在参照图2，供应发生器44包括被配置成从电压源46接收输入电压的功率转换级48。在此电压源46被示出为虚影(phantom)，因为其不合适作为供应发生器44的一部分。供应发生器44包括具有多个独立调节的输出的功率转换级并且因此可以被称为多调节级。
功率转换级48具有耦接至差分电容能量转移级50的输入的输出。在该示例实施方式中，差分电容能量转移级50从功率转换级48接收电压VA、VB并且在其输出提供电压VC，M-2、VC1。因此，图2示出了根据描述的构思的用于供应发生器的架构。多输出供应发生器适合于用作射频放大器系统的一部分(例如，如图1A、1B中所示)。
现在参照图3，包括具有多个独立调节的输出的功率转换级56(本文中其有时可以称为“多调节级”)和功率转换器级58，(本文中其有时可以称为“差分电容能量转移级”或更简单地“DCT级”)的供应发生器52的示例实现方式，功率转换器级58利用来自多调节级56的独立调节的输出中的至少两个输出的电容能量转移来合成一个或更多个附加输出，所述一个或更多个附加输出的电压和/或电流是由两个独立调节的输出提供的电压和/或电流的函数。多调节级可以优选地实现为单电感器多输出(SIMO)功率转换器，而差分电容能量转移级可以优选地实现为单输出开关电容器转换器或多输出开关电容器转换器，其输入端口差分连接在多调节级的两个输出之间。
因此，图3示出了多输出供应发生器的一个示例实现方式。在该实现方式中，多调节级实现为单电感器双输出降压转换器，其中开关SX和SY允许来自输入电压VIN的受控降压调节并且开关SA与SB之间的调制允许电感器电流iL的分时以提供相对于参考电位的电压vA和vB的独立调节(通过未示出的反馈和控制装置)。差分电容能量转移级被实现为开关电容器(SC)电路，其输入连接在vA与vB之间并且提供单个输出vC1。SC电路在二相下切换，交替地切换能量转移电容器CT以连接在VA与VC1之间(打开φ1并且关闭φ2)和连接在VB与VC1之间(关闭φ1并且打开φ2)。差分连接的开关电容器转换器的操作强制执行：在开关电容器电路vC1的输出处提供的电流是从两个输入平均地汲取到开关电容器电路的(即，平均地从vA和vB汲取)。该开关电容器电路的稳态开路输出电压条件为vC1＝(vA vB)/2，并且当以高效率操作时电压vC1保持在该开路输出电压条件附近(受已知用于开关电容器系统的SC电路的输出电压下降限制。)因此，该多输出供应发生器系统可以合成三个电压：独立调节的电压vA和vB以及第三电压vC1＝(vA vB)/2(其中提供至输出vC1的电流平均地源自vA和vB。)。
如本文中所说明的，开关Sx、Sy以占空比在某个频率被脉冲宽度调制(即，控制或切换)以在电感器L的左端子处产生平均电压以调节输出电压。开关SA和SB以占空比进行脉冲宽度调制以向节点VA和VB提供适当的电流分布以调节它们(因此SX/SY和SA/SB占空比作用成允许适当地调节电压VA、VB。以互补的方式切换标记的开关Φ1和Φ2(当标记为Φi2的开关关闭时标记为Φ1的开关打开，并且当标记为Φ1的开关关闭时标记为Φ2的开关打开)，通常以定义的切换频率，以提供SC电荷转移以保持电压Vc1接近目标电压，其中切换频率而不是φ1与φ2之间的占空比最重要。
应当理解，针对多调节级可以实现很多种拓扑方法。
例如，并且现在参照图4，示出了基于非反相降压-升压转换器60的多调节级。通过调制开关SX、SY、SZ、SA和SB，该拓扑可以独立地将电压VA和VB调节成高于和/或低于电压VIN的值的值。该拓扑可能例如在输入电压(例如如可以由电池提供的)和/或输出电压在宽的范围内变化，使得输入电压和输出电压的相对幅值互相交叉的情况下是有用的。如示出的，通过添加开关和进一步分时电感器电流，可以供应和独立地调节可选的附加输出。当可能需要供应一个或更多个附加输出或需要供应一对附加输出以支持第二差分电容器能量转移级和供应调制器时，这是很有价值的。然而，这样的附加输出的引入是以降低的效率和瞬态性能以及增加的控制多调节级的复杂性为代价的。以其它多调节级拓扑可以类似地提供附加的输出。
例如，多调节级拓扑可以来源于升压转换器。当输出电压中至少之一连续保持在输入电压之上时，这样的拓扑可能是有用的。对于这样的应用，这样的拓扑具有以下优点：利用电感器电流在任何给定时间只需要穿过一个开关来提供直接的能量转换，这降低了传导损耗。
多调节级也可以来源于反相降压-升压转换器。当输入源电压为负的，其中输入源的正端子连接至输出参考节点时，如在许多电信应用中很常见的(例如，具有-48V标称输入)，这样的拓扑可能很有价值。这样的拓扑还可以提供以下益处：调节的输出电压可以具有比输入电压幅值更小、更大或与输入电压幅值相同的幅值，正如上面结合图4描述的非反相设计一样。然而，与图4的拓扑不同，其不提供从源到输出的直接能量转移。应当理解，可以使用针对多调节级的许多其它方法，包括来源于单电感器双输出(SIDO)直流-直流转换器(或更一般地说，单电感器多输出，或SIMO直流-直流转换器)，具有独立的输出电压控制并且来源于使用多个独立的转换器以调节一对电压VA和VB的其它双输出转换器的那些方法。
在图5A中再次示出了图3中使用的差分电容能量转移级，其也可以称为“差分开关电容器”级或DSC级。如上所述，在该拓扑中，该差分连接的开关电容器电路70拓扑平均地从vA和vB汲取提供至输出vC的电流，并且保持输出电压vC大约等于对应于vA和vB的平均值的值。可以使用已知的用于分析开关电容器电路的技术对该设计进行建模。
图5B中示出了对于DSC级70(图5A)的电路模型70’，其中理想的变压器捕获级的电流转移和理想开路电压，并且电阻器Rout表示在来自能量转移电容器CT的充电和放电的输出电压中的损耗和下降。在实施方式中，变压器76表示理想的1∶1变压器。可以表明，在慢速开关限制下(即，如本领域已知的那样，当差分开关电容器转换器的开关周期和与使电容器充电/放电相关联的时间常数相比较长时，使得电容器基本上在开关电容器开关周期内完成其充电/放电。)对于该示例设计的有效输出电阻Rout为1/(4·f·CT)，其中f是操作DSC电路所处的开关频率并且CT是能量转移电容的值。在快速开关限制下(即，当差分开关电容器电路的开关周期和与使能量转移电容器充电/放电相关联的时间常数相比较短时，使得电容器远未在开关周期内完成其充电/放电)，Rout变成RCT 2·Rsw，其中RCT是能量转移电容器CT的等效串联电阻，并且2·Rsw表示两个开关的总电阻，电流通过这两个开关对电容器CT进行充电或放电。
可以以各种不同的方式实现差分电容能量转移级，每种方式具有其自身的益处和限制。例如，图6示出了交错的DSC设计，其提供与图3中的功能类似的功能，但是具有交错的差分开关电容器电路结构。对于相同的开关频率和总电容，与图5A的非交错的设计相比，交错的差分开关电容器电路结构减少了从VA和VB汲取的开关纹波电流。该交错的设计需要比图5A的非交错的版本更多的开关、电容器和互连，但是减少了由开关电容器电路从vA和vB汲取的开关纹波电流，这可以减少电磁干扰并且有助于提高效率。其它差分电容能量转移级设计同样可以受益于交错。此外，虽然示出的设计使用二相切换方法，但是应当理解可以使用更多的切换相，并且在这样的情况下同样可以有利地采用适当的多相的交错。
应当理解，尽管图5A、图5B、图6的差分电容能量转移级提供单个输出vC，但是适当的设计可以产生所需的、分布在vA与vB之间和/或大约vA和vB的任意数目的输出。
例如，图7A示出了示例DSC 84(即具有拓扑)，其提供两个输出电压vC1和vC2(总共4个供应发生器输出)，其中vC1保持在vA (vB-vA)/3附近并且vC2保持在vA (vB-vA)·2/3附近。该差分连接的梯形结构可以扩展成使用m-2个堆叠的转移电容器CT，1……CT，m-2和m-1个半桥提供m-2个DSC输出，如图7B中所示。
应当理解，电压vC，j不需要仅分布在vA与vB之间。例如，图8示出了差分电容器能量转移级90，具有四(4)个输入/输出节点W、X、Y和Z(即节点W、X、Y和Z可以用作输入或输出)。例如，节点W、X、Y和Z中的任意两个可以用作根据多输出磁级的输入(vA，vB)，而其余两个节点可以被提供为根据差分电容器能量转移级的输出。例如，如果电压vA与vB分别提供至节点W和Z，并且节点X和Y当作输出，则该电路提供与图7A中的说明性电路相同的基本功能。
在这种情况下，图8中的电路与图7A的电路之间的一个区别是滤波器/保持电容器CH2至CH4在供应发生器水平之间差分提供而不是接地，这在其尺寸和滤波能力方面可能是有利的，因为它们接着被额定为仅用于相邻供应电压水平之间的电压差。(在本文中描述的许多电路设计中，可以在差分连接的电容器与公共参考的电容器之间进行选择以用于滤波/解耦/保持，其中优选的选择取决于电路细节。)然而，应当理解，节点W、X、Y和Z的任何两个可以被选择为到差分电容器能量转移级的输入电压，而其余两个被选择为差分电容器能量转移级的输出。通过选择节点W、X、Y和Z中的适当之一作为输入和输出，然后可以使差分电容器能量转移级发展(建立)高于和/或低于和/或介于vA与vB之间的电压，同时提供供应发生器输出(包括vA、vB和差分电容器能量转移级输出)之间的相等间隔。尽管图8的设计提供了四(4)个节点W、X、Y、Z以用作输入和输出，但是该基本设计可以提供从3最多到任意数目的节点，例如如图7B中示出的通过扩展DSC结构。
作为示例，图9A中示出了提供低于vA和vB的单个输出电压vC的差分电容能量转移级。该电路在某些方面类似于图5A的电路，但是具有作为输入和输出的选择的不同节点。DSC电路的操作将输出电压vC保持在2·vA-vB附近。图9B示出了对于该DSC级的电路模型，其中理想的变压器捕获级的电流转移和理想的开路电压，并且Rdroop捕获在来自能量转移电容器CT的充电和放电的输出电压中出现的损耗和下降。模型中的1∶1变压器利用将从vA汲取的电流均分以供应vB和vC来将vC保持在低于vA大约等于vB-vA的差的量。与图5A的设计一样，针对该设计的有效下降电阻Rdroop为1/(4·f·CT)，其中f是操作DSC电路所处的开关频率并且CT是能量转移电容的值。在快速开关限制下，Rdroop变成RCT 2·Rsw，其中RCT是能量转移电容器CT的等效串联电阻，并且2·Rsw表示两个开关的总电阻，电流通过这两个开关对电容器CT进行充电或放电。
在供应发生器中利用图9A中示出的电容能量转移级设计90的益处在于：只有递送至低电压输出vC(以及至输出vB的匹配量)的电流通过DSC电路90处理，而其余部分直接由多输出磁级提供。因为在许多功率放大器系统中，较低电压输出vC对较低峰值功率的责任多于较高电压输出，这降低了DSC电路所需的额定值，并且还推论出由DSC电路引起的系统损耗的量。该设计的缺点是在供应发生器系统的加载或设计方面不灵活。特别地，利用该设计，由DSC电路递送至vC的任何电流都应当对应于(并且理想情况下，与之匹配)递送至vB的电流。如果从vB汲取的负载电流总是低于从vC汲取的电流，那么理想情况下多输出磁级应当能够处理到输出vB的双向功率流，以便能够调节vA和vB二者。图13、图14和图15中示出了可以有效地实现这一点的关于多输出磁级的示例功率级拓扑。
应当注意，可以基于各种类型的差分连接的开关电容器电路来实现差分电容能量转移级，从而产生不同的可实现电压分布。
在实施方式中，可以使用基于来源于串并联开关电容器转换器的DSC电路的差分电容能量转移级。在这样的设计中，可以利用电压接近对应于(vB-vA)/3的值来保持一对能量转移电容器，使得输出电压vC保持在vA与vB之间的距离的1/3，或vC＝vA (vB-vA)/3。可以基于来源于任何类型的开关电容器转换器——包括Fibonacci、Dickson、Cockroft-Walton、Hybrid Dickson/Cockroft-Walton或其它混合等——的DSC电路实现差分电容能量转移级。同样，使用不同类型的开关电容器结构的部分或完全级联可以实现这样的的级。
在一些设计中，由于基于操作模式改变的差分电容能量转移级的操作，可以实现电压分布的可重构性，类似于在开关电容器直流-直流转换器中利用的重新配置技术。例如，在一些设计中，差分电容能量转移级可以具有第一操作模式，在第一操作模式下操作开关使得可以利用电压接近(vB-vA)/3来保持一对能量转移电容器，使得输出vC保持在vA与vB之间的距离的1/3，或vC＝vA(vB-vA)/3。在第二操作模式下，可以操作开关使得利用电压接近(vB-vA)/2归来保持能量转移电容器CT1和CT2，使得输出vC保持在vA与vB之间的距离的1/2，或vC＝vA (vB-vA)/2＝(vB vA)/2。这样的可重构设计的益处在于其以比不可重构的设计更高的复杂性和更多的开关和/或电容器和/或互连为代价，提供了遍及不同的操作条件实现更高性能的灵活性。
还可以实现差分电容能量转移级，其结合了少量的增强电容能量转移的磁性材料。这样做可以提高效率以及/或者提供遍及电压分布的附加控制程度，正如有时在谐振开关电容器转换器和混合磁/开关电容器转换器中实现的那样。
例如，在实施方式中，差分电容能量转移级可以利用附加的小电感器L。该电感器可以实现为物理电感器和/或通过利用诸如电容器寄生电感和印刷电路板迹线的电路寄生效应(parasitics)。在适当的(低)频率(例如，与谐振开关电容器能量转换相关联的)以50％占空比以互补的方式切换第一和第二开关组的情况下操作这样的电路允许低输出电阻，同时仅引起低开关损耗。原则上，可以实现与快速开关限制相关联的低输出电阻，同时以低开关频率操作。
例如，考虑图10的差分电容能量转移级设计100，其利用根据上述配置的电路结构，在该设计中可以通过调制(例如，通过以受控占空比调制)以下四种可能的开关状态之一来管理能量转移：S1、S3接通；S2、S4接通；S1、S2接通；和S3、S4接通。这给管理能量转移电容器CT上的电压/电荷和将输出电压vC控制在vA与vB之间的任何值提供了灵活性，同时保留了电感器L的小尺寸和所需的能量存储。为此，可以以受控占空比在这些开关状态的两个、三个或四个之间循环，优选地以两个开关状态S1、S3接通和S2、S4接通。
如上所述，至少结合图3和图4，可以实现各种不同的多输出功率级设计(多调节级)以与图2的建议架构一起使用。接下来描述的是多调节级设计和相关联的控制，它们在以下方面具有独特的优势：用于射频放大器，包括但不限于射频功率放大器)的多输出供应发生器，包括具有差分电容能量转移的设计。这些同样可以在其它单输入、多输出功率转换器设计中采用。
在射频放大器系统应用中的某些多调节级中可能出现的一个挑战是，从两个输出(图2中的VA、VB)中的一个或另一个汲取的负载电流可能变为零，同时另一个可能是正的。对于一些差分开关电容器转换器拓扑，例如结合图9A、图9B描述的那些，输出之一上的负载电流甚至可以变成负的，从而可能使该输出上的电压充电过度。这在某些设计中可能是一个重大挑战。
例如，考虑第一输出上的负载电流足够大以致于电感器电流iL连续为正的多调节级。如果第一输出上的负载电流变为零并且在第一输出处的电压变成瞬时高于其期望值(由于负载减少)，则功率级没有办法能够进行以下两个操作：在第二输出处供应大负载电流(以将在第二输出处的输出电压保持在第二输出参考电压附近)，并且将在第一输出处的电压降低至其期望电压。如果期望调节在第一和第二输出处的指令电压使得第二输出变得更大并且第一输出变得更小，那么会出现同样的问题。仅具有一种极性的电感器电流可用于从两个输出获得(或吸收)电流来将馈送至两个输出的平均电流限制成同一极性。(否则，要么需要大电感器纹波电流，要么必须在供应两个输出之间改变电感器电流方向，这会导致大量的损耗和瞬态的不利后果。)
即使至少一个输出上的负载电流变成零或为负的而另一个输出上的负载电流为零或正的，也将期望具有可以调节一对输出(VA、VB)的电压的功率级。还将期望具有以下功率级：该功率级可以在降低第二输出上的电压的时候同时增加第一输出的电压，而不需要任一输出上的大负载。接下来描述的是适合于满足这样的需求的功率级设计和相关联的控制。
现在参照图11，多调节级110包括具有相关联的负载电流ILA、ILB的两输出降压转换器。用于控制该转换器的一种方法是在开关SB与SA(其中对于占空比do接通SB)之间调制(即针对特定时间段接通和关断)以控制(或建立或设置)递送至输出B的电感器电流的小部分，并且调制(即针对特定时间段接通和关断)开关SX和SY(对于占空比di接通SX)以控制(或建立或设置)电压vm的局部平均，并且从而控制输出电压vA和vB的加权平均。
在该方法的一个变体中，可以利用占空比di作为控制手柄以供相对于其参考电压vB，ref与vA，ref的共模调节vB与vA的共模(或平均)，和利用占空比do以相对于参考电压vB，ref与vA，ref的差调节vB与vA的差。图13中示出了关于这样的控制器的说明性示意图。
现在参照图12，功率级108包括第一差分电路110和第二差分电路111，其中差分电路110被配置成在第一输入110a和第二输入110b中的相应输入处接收参考电压Vref，A和电压VA。差分电路110产生或以其它方式形成对应于电压Vref，A与VA之间的差的电压Ve，A，并且在输出110c处提供差分(或误差)电压Ve，A。类似地，差分电路111被配置成在第一输入111a和第二输入111b中的相应输入处接收参考电压Vref，B和电压VB。差分电路111产生或以其它方式形成对应于电压Vref，B与VB之间的差的差分(或误差)电压Ve，B，并且在输出111c处提供差分电压Ve，B。
差分电压Ve，A、Ve，B被提供至缩放电路112、114中的相应电路。缩放电路112的输出被提供至差分电路116的第一输入116a，并且缩放电路114的输出被提供至差分电路116的第二输入116b。差分电路116产生或以其它方式形成对应于向其提供的电压之间的差的电压VDiff，并且在输出116c处提供差分电压VDiff。因此，差分电路116在输出116c处提供缩放误差的差分(或Ve，A、Ve，B的一些其它函数，例如基于哪个具有更大的幅值在-Ve，A、Ve，B之间进行选择)。
选择所考虑的缩放以将信号保持在期望范围内。它们还可以针对A和B输出变化不同地控制整个环路增益。因此可以选择缩放值以提供期望的信号缩放和可取的闭环动态。在使用一些其它函数方面(代替差分函数116或除差分函数116之外的)，可以例如插入非线性函数以驱动控制器补偿不同的误差(例如其在实施方式中可以被认为具有重大影响，即可以被认为是更“重要”的误差，例如在116a与116b之间的误差)。关于基于放大的误差信号的幅值进行选择，这样做可以使控制器工作以补偿较大的误差(或较大的缩放误差)，从而减少(并且在理想情况下最小化)多个输出电压之间的最差(即最大)偏差。
差分电路输出116c耦接至补偿器电路118(所谓的“输出侧”或“o侧”补偿器)的第一输入118a。补偿器电路118可以被提供为有限线性或非线性补偿器并且在输入118a处接收提供的信号并且在其输出118b处提供补偿的输出信号VComp1。该补偿信号调节占空比以补偿(最小化)输出电压Vb和Va的差与输出电压Vb和Va的期望差(或参考差)之间的误差。
补偿器输出118b耦接至可选的偏移电路120的输入。偏移电路将偏移电压VOffset添加到补偿电压VComp1并且在其输出处提供占空比控制值do。可选的插入偏移可以减小补偿器的变化范围并加速启动时向稳定状态的转变，以略微的电路复杂度增加为代价。在实施方式中，在补偿器处或者在电路108中或之后的其它地方占空比控制值do的值可以限制成0与1之间的值。
差分电压Ve，A、Ve，B也被提供至缩放电路122、124中的相应电路。缩放电路122的输出被提供至加法电路126的第一输入126a并且缩放电路124的输出被提供至加法电路126的第二输入126b。应当注意，缩放电路122、124可以缩放误差电压老化Ve，A、Ve，B或可以将一些其它函数应用于电压Ve，A、Ve，B。例如，缩放电路122、124和加法电路126可以应用一些其它函数(即，除了简单的缩放和加法之外的)，例如在Ve，A、Ve，B的最大值之间进行选择，例如选择max[Ve，A，Ve，B]、max[KiAVe，A，KiAVe，B]等。这样的方法可以指示要调节的最坏情况输出偏差。
加法电路126产生或以其它方式形成对应于向其提供的电压之间的差的电压VSum并且在输出126c处提供总和电压VSum。因此，加法电路126在输出126c处提供缩放误差的总和值VSum(或上述的一些其它函数)。
加法电路126的输出126c耦接至补偿器电路128(所谓的“输入侧”或“i侧”补偿器)的第一输入128a。补偿器电路128可以被提供为有限线性或非线性补偿器，并且在输入128a处接收提供的信号，并且在其输出128b处提供补偿的输出信号VCommp2。该补偿信号调节o侧占空比以补偿(最小化)输出电压Vb和Va的总和与输出电压Vb和Va的期望总和(或参考总和)之间的误差。
如上所述，可以选择缩放值以将信号保持在期望范围内以及/或者针对A和B输出变化不同地控制整个环路增益。因此可以选择缩放值以提供期望的信号缩放和可取的闭环动态。在使用一些其它函数方面(代替加法函数126或除了加法函数126之外的)，可以例如插入非线性函数以驱动控制器补偿不同的误差。
在实施方式中，补偿器输出128b耦接至可选的加法电路130的第一输入。加法电路130的第二输入可以被配置成接收来自可选的偏移或前馈电路131的输入。这类似于差分电路Voffset，但是可能会基于输入电压VIN添加前馈以帮助快速地补偿输入电压变化。虽然一些形式的输入电压前馈在本领域中是已知的，但是输入电压前馈的使用是未知的或者在和差(sum and difference)控制的上下文中使用。可选的插入偏移和/或前馈电路130、131可以减小补偿器的变化范围并且在启动和输入电压变化时加速向稳定状态的转变，以略微的电路复杂性增加为代价。在可选的加法电路130的输出处(或在不包括可选的加法电路130的实施方式中在补偿器128的输出处)提供占空比控制值di。在实施方式中，在补偿器处或者在电路108中或之后的其它地方占空比控制值di的值可以被限制成0与1之间的值。
在该示例实施方式中，电路131包括偏移电路132和限制电路134。偏移电路131基于输入电压和输出开关占空比提供前馈值以抑制输入电压的变化对输出电压平均值的影响。
在许多实例中，图11的功率级与图12的补偿器组合将呈现出上述的当第二输出重负载时无法快速降低在第一输出处的电压，原因是只有一个可用极性的电流(iL)对输出vA和vB充电/放电。
如图11、图12中示出的功率级和相关联的控制电路系统和方案可以替代地或附加地调节vB，ref和vAref以及vB和vA的其它函数。例如，可以具有由非线性函数——例如max(kiA(vAref-vA)，ki，B(vB，ref-vB))其中max(x，y)取x和y的最大值，并且ki，A和ki，B是选择以帮助分别调节针对A和B输出的环路动态的常数——驱动产生di的“输入侧”补偿器。同样，可以具有基于函数——例如max(-ko，A(vA，ref-vA，)，ko，B(vBref-cB))，其中ko，A和ko，B是选择以帮助分别调节针对A和B输出的环路动态的常数——产生do的o侧补偿器“输出侧”补偿器。这样的补偿器本身可以是线性的或非线性的，并且包括比例、积分、微分项，以及/或者利用诸如抗饱和的技术。同样，可以包括di与do补偿器之间的交叉耦接、来自输入的前馈、偏移等。
现在参照图13，其中图11的相同元件被提供具有相同的附图标记，替代的功率级136包括两个附加的开关SC和SZ而不是图11中示出的电路拓扑的开关。包含开关SC和SZ中的一个或两个并且操作开关以及开关在某些模式下的操作，如下所述，可以提高多输出功率级根据需要调节输出电压的能力，独立于载荷条件(即可以以提高多输出功率级调节输出电压的能力的方式操作开关SC和SZ)。应当注意，可以取决于需求利用SC或SZ之一或者利用SC和SZ二者实现功率级。可能经常选择具有Sc和Sz二者，但是可能只有当需要双向电流(或功率)转移至输出B时才仅需要Sc，并且只有当需要双向电流(或功率)转移至输出A时才仅需要Sz。因此，包含一个或两个开关取决于输出A和B所需的负载电流范围，其中包含二者为输出之间的任何相关载荷提供灵活性。
附加的开关SC和SZ可以通过瞬态操作开关SC和SZ并入转换器操作中，以在给定输出过电压和载荷不足、卸载或负载荷(即从负载吸收能量而不是向负载递送能量)时提供附加的控制。一种可行的方法是在转换器输出和/或补偿器和/或内部功率级状态的预定条件下进入一种或更多种特殊操作模式。可以在逐周期的基础上做出关于使特殊模式激活的决定，例如，在每个开关周期开始时确定特殊模式是否激活。
一种这样的特殊操作模式(称为“特殊模式1”)的示例如下：在特殊模式1期间，在SX与SZ之间而不是在SX与SY之间进行调制(像在正常操作中所做的那样)。
例如，当vA＞vA，ref并且vB＜B，ref时，可以在周期中使特殊模式1激活。在这种情况下，当输出A超过其期望的电压并且输出B低于其期望的电压时，特殊模式1利用(正的)电感器电流iL从输出A向输出B充电，加速这些电压中的每个朝向其期望的值转变。即使在输出A上没有负载或在输出A处存在负的负载的情况下，这也能够将电压vA降低至参考电压vA，ref。一旦输出A降低至期望的值(vA＜＝vA，ref)，特殊模式将自动结束，并且将继续正常操作。特殊模式1可以选择性地利用正常模式输入侧补偿器在特殊模式1期间做出调制决策(例如，合成图12中的占空比命令di的“i侧补偿器”)，或者可以针对该特殊模式利用单独的补偿器。
应当理解，附加的或替代的约束可以用于确定特殊模式1(利用开关SZ)何时是激活的。例如，可以使用以下替代性约束集合中的任何一个来确定特殊模式1何时是激活的(例如，在每个周期开始时做出特殊模式决策)：
·当vA＞vA，ref并且dO补偿器输出≥1时，特殊模式1激活(即，输出A过电压并且开关SB由输出侧补偿器连续保持接通。这确保将没有电感器电流iL仅在开关之间循环的持续时间。)
·当vA＞vA，ref并且vB＜vB，ref并且dO补偿器输出≥1时，特殊模式1激活(即，约束特殊模式1用于输出A上的欠电压、输出B上的过电压二者和输出侧补偿器保持开关B连续接通。)
·当vA＞vA，ref并且vB＜vB，ref并且iL＞0时激活特殊模式1(即，约束特殊模式1用于输出A上的过电压、输出B上的欠电压二者和电感器电流iL>0。电感器电流iL的评估可以针对特定时间点，例如在当前周期的开始处或在前一周期的时间点处。也可以使用与iL等效的一些电流用于决策目的或利用一些局部平均电流作为约束。这有助于确保vA、vB之间的充电处于正确的方向。)
当vA过电压时，上述特殊模式1利用附加的开关SZ来援助瞬态情况。当vB过电压时，我们可以在特殊模式下利用附加的开关SC来援助瞬态情况。为此一种方法是使用如下的特殊模式2：
·特殊模式2：在特殊模式2期间，在SC与SY之间而不是像正常操作中那样在SX与SY之间进行调制。
例如，当vB＞vB，ref并且vA＜vA，ref时，可以在周期中使特殊模式2激活。在这种情况下，当输出B超过其期望的电压并且输出A低于其期望的电压时，特殊模式2利用(正的)电感器电流iL从输出B向输出A充电。即使在输出B上没有负载或在输出B处存在负的负载的情况下，这也能够将电压vB降低至参考电压vB，ref。一旦输出B降低至期望的值(vB＜＝vB，ref)，特殊模式将自动结束，并且将继续正常操作。特殊模式2可以选择性地利用正常模式输入侧补偿器在特殊模式2期间做出调制决策(例如，合成图12中的占空比命令di的“i侧补偿器”)，或者可以针对该特殊模式利用单独的补偿器。
应当理解，附加的或替代的约束可以用于确定特殊模式2(利用开关SC)何时是激活的。例如，可以使用以下替代性约束集合中的任何一个来确定特殊模式2何时是激活的(例如，在每个周期开始时做出特殊模式决策)：
·当vB＞vB，ref并且dO补偿器输出≤0时，特殊模式2激活(即，输出B过电压并且开关SA由输出侧补偿器连续保持导通。这确保将没有电感器电流iL仅在开关之间循环的持续时间。)
·当vB＞vB，ref并且vA＜vA，ref并且dO补偿器输出≤0时，特殊模式2激活(即，约束特殊模式2用于输出A上的欠电压、输出B上的过电压二者和输出侧补偿器保持开关A连续接通。)
·当vB＞vB，ref并且vA＜vA，ref并且iL＞00时，特殊模式2激活(即，约束特殊模式2用于输出B上的过电压、输出A上的欠电压二者和电感器电流iL>0。电感器电流iL的评估可以针对特定时间点，例如在当前周期的开始处或在前一周期的时间点处。也可以使用与iL等效的一些电流用于决策目的或利用一些局部平均电流作为约束。这有助于确保充电处于正确的方向。)
当输出A、B上存在负载改变和/或当对参考电压参考电压vB，ref和vA，ref存在以图11的功率级难以快速地处理的改变时，上述特殊模式利用辅助开关SC和SZ来提供改进的控制和瞬态性能。由于辅助开关SC和SZ仅需要瞬态操作，因此将理解其可以确定成比主功率级开关显著更小的尺寸(即，具有更高的接通状态电阻和/或更小的半导体装置区域)。例如，SZ的尺寸可以相对于SY小，并且SC的尺寸与SX相比小而不会大幅度降低系统效率。例如，这些辅助开关可以额定成具有其相应的主功率级开关的接通状态电阻的4倍与20倍之间。辅助开关的这种适当尺寸有助于减少(并且理想情况下，最小化)对用于实现该功率级的功率管理集成电路的整个转换器尺寸和/或半导体晶片面积的影响。图13中的开关SC和SZ必要地必须实现为双向阻塞开关。因此，它们可以实现为MOSFET器件的或使用集成的横向MOSFET器件(例如在硅CMOS工艺中)的背对背连接，其中在给定时间点的处根据所需的阻塞方向调节其背栅极(back-gates)的电位(即“背栅极”或“本体”切换)。
应当理解，虽然图13的功率级136示出为具有从输出A、B中的每一个到公地的电容器，但是实际设计可以附加地或代替这些电容器中的一个包括输出A、B之间的电容器。同样，在输出A、B之间可能存在差分连接的负载。此外，输出A、B上的负载可以包括差分开关电容器级，以在输出A、B处的电压空间之间或周围提供额外的输出。
应当理解，所提出的特殊模式同样可以利用其它拓扑配置来实现，其它拓扑配置中的一些不需要用于如例如在图14的电路拓扑中示出的辅助开关的双向阻塞开关。
现在参照图14，来自源142的输入电压耦合至第一开关SC1的第一端子，并且开关SC1的第二端子耦接至第二开关SC2的第一端子。开关SC2的第二端子耦接至具有相关联的负载电流ILA的输出147。一对开关Sx、Sy耦接在第一开关SC1的第二端子与参考电位之间。开关SZI具有耦接至参考电位(在此，示出为地)的第一端子和耦接至开关Sy的端子的第二端子。开关SZ2具有耦接至开关Sy的第二端子的第一端子和耦接至具有相关联的负载电流ILB的输出148的第二端子。一对开关SA、SB耦接在开关SC2的第二端子与开关SZ2的第二端子之间。电感器L耦接在开关SX的第二端子与开关SB的第二端子之间。
在图14的实现方式中，开关SC1、SC2、SZ1和SZ2可以各自制成单向阻塞。与图11的设计一样，输入侧调制可以通过占空比di利用开关SX和SY实施(例如，按照图12)，并且输出侧调制可以通过占空比do利用器件SB和SA实施(例如，按照图12。)在正常模式操作中，开关SC1和SZ1保持“接通”(即，开关偏置成导通状态，使得在第一开关端子与第二开关端子之间存在低电阻信号路径)。在特殊模式1操作中，开关SC1和SZ2保持接通，而在特殊模式2操作中，开关SC2和SZ1保持接通。对于该拓扑，则可能期望将开关SC1和SZ1的尺寸设置成与SX、SY相比类似的尺寸或更大(即具有类似或低得多的电阻，例如SC1和SZ1的电阻与SX、SY相比缩放0.1至1倍)，而开关SC2和SZ2可以做得比开关SX、SY更小(即具有大得多的电阻，例如被缩放4至20倍)。
如上所述，特殊操作模式可以选择性地利用输入侧di补偿器来控制在特殊模式操作期间的开关调制。在这样做时，可能期望在特殊模式操作期间在补偿器输出(di占空比命令)中放置偏移量。可以这样做，例如使得图13中的局部平均值vm在瞬态期间不受操作模式改变的干扰(即，补偿器输出与在vm处命令的局部平均电压之间的关系保持不变。)对于每个特殊模式，可以将补偿器偏移选择为以下一项或更多项的预定函数：Vin、vA、vB、di、vA，ref、vB，ref。
替选地，可以简单地使用输入侧补偿器基于输出电压vA和vB的平均误差(或vA、vB、vA，ref和vB，ref的一些其它函数)产生占空比di，不管是否是在正常模式(以占空比di利用SX接通在SX与SY之间调制)，特殊模式1(以占空比di利用SX接通在SX与SZ之间调制)或特殊模式2(以占空比di利用SC接通在SC与SY之间调制)下操作。
上述设计引入了基于输入侧开关调制的特殊操作模式。也可以具有以下设计：替代地或附加地调节输出侧开关以用于特殊模式操作。上述设计引入了辅助开关和操作模式，在操作模式下能量可以在输出A与B之间瞬时转移，以更迅速地适应负载变化和/或参考电压变化。还可以引入特殊操作模式，在特殊操作模式下能量从输出A和B二者转移至输入以更迅速地适应操作条件的变化。
例如图15示出了包括辅助开关SO的另一功率级电路150。可以具有特殊操作模式3，当vB＞vB，ref并且vA＞vA，ref时其可以被激活(即当两个输出电压过电压时激活)。在该特殊模式3中，可以保持SX、SY、SA、SB关断，保持SO接通，并且在SZ与SC之间以取决于放电vA和vB的相对需要的占空比进行调制。这使(正的)电感器电流iL能够通过将能量转移至输入来快速地(即仅受电流iL的可用幅值限制)放电vA和vB，而无需首先反转电感器电流方向。由于特殊模式3可以用作瞬态操作模式，因此可以再次可选地将开关SO的尺寸设置成相对于开关SX和SY是小的(例如，缩小4至20倍)。同样可以构想以下特殊操作模式：对辅助开关SC、SZ和SO施加影响以使实现三个端口Vin、vA、vB中的任何端口之间的快速能量转移，而无需改变电感器电流iL的方向。
本文中描述了并且在附图中示出了包括具有多个独立调节的输出的功率转换级和功率转换器级的供应发生器的说明性示例。本领域的普通技术人员将理解：本文中描述的电路实施方式仅作为示例提供，并且除非另有说明，否则没有特定的电路实施方式被暗示为是必要的或可取的。
因此，已经描述了示出描述的构思的至少一个实施方式的若干方面，应当理解，本领域技术人员将容易想到各种变更、修改和改进。这样的改变、修改和改进旨在成为本公开内容的一部分，并且旨在落入本文中描述的构思的精神和范围内。此外，尽管指出了本文中描述的构思的优点，但是应当理解，并非本文中描述的技术的每个实施方式都将包括每个描述的优点。一些实施方式可以不实现在本文中被描述为有利的任何特征，并且在一些情况下，可以实现所描述的特征中的一个或更多个以实现另外的实施方式。因此，上述描述和附图仅为示例的方式。
本文中描述的构思的各个方面可以单独使用、组合使用、或者以前面所述的实施方式中没有具体讨论的多种布置使用，并且因此其应用不限于前面的描述中阐述的或在附图中示出的部件的细节和布置。例如，可以将一个实施方式中描述的方面与其它实施方式中描述的方面以任意方式进行组合。
此外，本文中描述的构思可以实施为方法。作为方法的一部分执行的动作可以以任何适当的方式排序。因此，可以构造以与所示出的顺序不同的顺序来执行动作的实施方式，即使在说明性实施方式中被示出为顺序的动作，实施方式也可以包括同时执行一些动作。
在权利要求中使用诸如“第一”、“第二”、“第三”等的序数术语来修饰权利要求元素本身并不意味着一个权利要求元素相对于另一权利要求元素的任何优先权、优先级或顺序或者执行方法的动作的时间顺序，而仅仅用作标记来区分具有某个名称的一个权利要求元素与具有相同名称的另一元素(除了使用序数术语以外)以区分权利要求元素。
术语“靠近”、“接近”、“近似”和“大约”可以用于意指在一些实施方式中处于目标值的±20％内，在一些实施方式中处于目标值的±10％内，在一些实施方式中处于目标值的±5％内，而在一些实施方式中处于目标值的±2％内。术语“靠近”、“接近”、“近似”和“大约”可以包括目标值。术语“基本上相等”可以用于指在一些实施方式中彼此相差在±20％以内的值、在一些实施方式中彼此相差在±10％以内的值、在一些实施方式中彼此相差在±5％以内的值、而在一些实施方式中彼此相差在±2％以内的值。
术语“基本上”可以用来指在一些实施方式中在比较度量的±20％以内的值、在一些实施方式中在比较度量的±10％以内的值、在一些实施方式中在比较度量的±5％以内的值、而在一些实施方式中在比较度量的±2％以内的值。例如，“基本上”垂直于第二方向的第一方向可以指在一些实施方式中与第二方向成90°角的±20％以内的第一方向、在一些实施方式中与第二方向成90°角的±10％以内的第一方向、在一些实施方式中与第二方向成90°角的±5％以内的第一方向、而在一些实施方式中与第二方向成90°角的±2％以内的第一方向。
短语“慢速开关限制”(例如，如在SC转换器的分析中已知的并且如上文结合图5A所使用的)是指该限制中的Rout的值与开关频率和电容器尺寸的关系。
此外，本文中使用的措辞和术语是为了描述的目的，而不应当被视为限制。在本文中使用“包括”、“包含”或“具有”、“含有”、“涉及”及其变型旨在包括其后列出的项及其等同物以及附加项。
出于以上描述的目的，术语“上”、“下”、“右”、“左”、“垂直”、“水平”、“顶部”、“底部”及其派生词应该涉及所描述的结构和方法，如附图中所示。术语“覆盖”、“在顶上”、“在顶部”、“位于”或“位于顶上”是指第一元件(例如第一结构)存在于第二元件(例如第二结构)上，其中在第一元件与第二元件之间可以存在诸如接口结构的中间元件。术语“直接接触”是指第一元件(例如第一结构)和第二元件(例如第二结构)在两个元件的接口处没有任何中间层或结构的情况下连接。
在前述详细描述中，出于简化本公开内容的目的，在一个或更多个单独的实施方式中将实施方式的各种特征组合在一起。本公开内容的方法不应被解释为反映权利要求需要比本文中明确列举的特征更多的特征的意图。而是，发明方面可以在于少于每个公开实施方式的所有特征。
已经描述了用于说明作为该公开内容的主题的各种构思、结构和技术的实现方式，现在对于本领域普通技术人员来说将明显的是，可以使用结合这些构思、结构和技术的其它实现方式。因此，应当提出，该专利的范围不应当限制于所描述的实现方式，而应当仅由所附权利要求的精神和范围来限制。
本文中引用的所有出版物和参考文献的全部内容通过引用合并入本文中。
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