一种风电并网逆变器直流母线电压的双闭环控制方法与流程

1.本发明涉及风力发电控制领域，特别是涉及一种风电并网逆变器直流母线 电压的双闭环控制方法。


背景技术：

2.本部分的陈述仅仅是提供了与本技术相关的背景技术信息，不必然构成在 先技术。
3.随着风电在电网中渗透率的不断提高，风电机组与电力系统之间的相互影 响也越来越明显。风电并网逆变器将风电机组与大电网连接为一个有机整体， 是整个风电产业中重要的环节之一，起到稳定直流母线电压与控制功率因数的 重要作用。风电并网逆变器的工作性能直接影响到风电系统的安全、稳定、高 效运行，对风电并网逆变器的控制策略进行研究具有重要的价值。
4.目前，风电并网逆变器的控制多采用电压电流双闭环结构。电压环控制直 流母线电压维持在预先的设定值，其输出值作为电流环的输入。电流环根据风 电机组对无功功率的要求调节发出无功功率的参考值,进而改善电压环的控制 效果。因此，电流环在风电并网逆变器的控制中起到重要作用，直接影响风电 并网逆变器的控制效果。此外，电压电流双闭环结构均采用经典的pi控制方式。 这种基于过程误差来消除误差的pi控制策略会产生一定的时延，难以解决系统 响应中快速性与超调之间的矛盾。积分环节的加入在一定程度上会产生相位滞 后，易产生积分饱和现象，对系统稳定性不利，并且pi控制对系统的抗干扰能 力较差，对控制参数变化敏感，鲁棒性差。科学技术的发展对控制精度和速度 的要求，以及对环境变化的适应能力的要求越来越高，导致传统的电压电流双 闭环控制效果并不理想。寻找一种改进型pi控制或者新型控制策略取代经典的 pi双闭环控制成为改善风电并网逆变器控制效果的一种方式。


技术实现要素：

5.本发明的目的是提供一种风电并网逆变器直流母线电压的双闭环控制方 法，以解决上述现有技术存在的问题，电流环应用ladrc技术提高并网电流的 波形；电压环应用改进ladrc技术使直流母线电压在电网故障下的抗扰性能得 到大幅提高。
6.为实现上述目的，本发明提供了如下方案：本发明提供一种风电并网逆变 器直流母线电压的双闭环控制方法，包括如下步骤：
7.建立风电并网逆变器系统模型；
8.基于风电并网逆变器系统模型，构建ladrc双闭环结构，实现直流母线电 压控制；
9.所述ladrc双闭环结构以一阶ladrc电流环为内环，改进一阶ladrc电压 环为外环。
10.优选的，所述风电并网逆变器在dq旋转坐标系下的电压关系为：
[0011][0012]
电流关系为：
[0013][0014]
式中，ud、uq为网侧逆变器输出电压在d、q轴上的分量，u
gd
、u
gq
为三相电 网电压在d、q轴上的分量，i
gd
、i
gq
为网侧逆变器输出电流在d、q轴上的分量， ω为电网电压的基波角速度，sd、sq为开关函数在d、q轴上的分量。
[0015]
优选的，所述风电并网逆变器直流侧电压通过控制有功功率实现。
[0016]
优选的，所述一阶ladrc包括二阶线性扩张状态观测器leso、线性状态误 差反馈控制律lsef、动态补偿环节。
[0017]
优选的，所述一阶ladrc的电流环对应的二阶线性扩张状态观测器leso为：
[0018][0019]
式中，z
1i
为d轴参考电流的跟踪信号，为z
1i
的微分信号，z
2i
为电流环总 扰动的跟踪信号，为z
2i
的微分信号，u
′d表示d轴上的网侧逆变器输出电压与 电网电压的差值，i
gd
为网侧逆变器输出电流在d轴上的分量，ω
0i
为电流环的观 测器带宽，b
0i
为电流环的补偿因子；
[0020]
线性状态误差反馈控制律lesf以及动态补偿环节为：
[0021][0022]
式中，u
0i
为电流环控制器的输出，ui为电流环被控对象的输入，ω
ci
为电流 环的控制器带宽，i
d-ref
为d轴参考电流。
[0023]
优选的，所述改进一阶ladrc的电压环，其对应的改进二阶线性扩张状态 观测器leso为：
[0024][0025]
式中，z
1u
为直流母线电压参考值的跟踪信号，为z
1u
的微分信号，z
2u
为 电压环总扰动的跟踪信号，为z
2u
的微分信号，i
d-ref
为d轴参考电流，u
dc
为直 流母线电压实际值，为直流母线电压的微分值，b
0u
为电压环的补偿因子，βb为改进二阶leso的增益系数，ω
0u
为改进二阶leso的带宽；
[0026]
线性状态误差反馈控制律lesf以及动态补偿环节为：
[0027]
[0028]
式中，u
0u
为电压环控制器的输出，uu为电压环被控对象的输入，ω
cu
为电 压环的控制器带宽，u
dc-ref
为直流母线电压的参考值。
[0029]
与现有技术相比，本技术的有益效果为：
[0030]
(1)新型双闭环结构不依赖被控系统精确的数学模型，设计简单，方便实 现；
[0031]
(2)电流环应用ladrc技术提高了并网电流的波形；
[0032]
(3)电压环应用改进ladrc技术提高了直流母线电压在电网故障下的抗扰 性能。
附图说明
[0033]
构成本技术的一部分的说明书附图用来提供对本技术的进一步理解，本申 请的示意性实施例及其说明用于解释本技术，并不构成对本技术的不当限定。
[0034]
图1为风电并网逆变器的电路结构；
[0035]
图2为戴维宁等效电路的电路结构；
[0036]
图3为一阶ladrc的结构；
[0037]
图4为改进一阶ladrc的结构；
[0038]
图5为风电并网逆变器ladrc双闭环控制结构图；
[0039]
图6为风电并网逆变器电流环采用pi控制与ladrc时并网点电流的波形以 及a相电流的谐波分析；
[0040]
图7为风电并网逆变器电压环采用ladrc与改进ladrc时并网点电压对称 跌落40％时直流母线电压波形对比；图8为风电并网逆变器电压环采用ladrc与改进ladrc时并网点电压不对 称跌落40％时直流母线电压波形对比。
具体实施方式：
[0041]
下面结合附图与实施例对本技术作进一步说明。
[0042]
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图 限制根据本公开的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确 指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说 明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器 件、组件和/或它们的组合。
[0043]
在本公开中，术语如“上”、“下”、“左”、“右”、“前”、“后”、
ꢀ“
竖直”、“水平”、“侧”、“底”等指示的方位或位置关系为基于附图所 示的方位或位置关系，只是为了便于叙述本公开各部件或元件结构关系而确定 的关系词，并非特指本公开中任一部件或元件，不能理解为对本公开的限制。
[0044]
如图1至图7所示，本发明提供一种风电并网逆变器直流母线电压的双闭 环控制方法，包括如下步骤：
[0045]
步骤s1、建立风电并网逆变器系统模型，图1为风电并网逆变器的电路结 构，逆变器的六个桥臂上采用全控型开关器件igbt与续流二极管组成。电压源 型pwm逆变器在三相静止坐标系下的模型为：
[0046][0047]
式(1)中，c为直流母线电容，rg为电网侧等效电阻，lg为交流等效滤波 电感，is为流出风机侧整流器的电流，i
dc
为流入c的电流，ig为流入网侧逆变器 的电流，i
ga
、i
gb
、i
gc
和ua、ub、uc分别为逆变器交流侧输出电流和对n点的电压， u
ga
、u
gb
、u
gc
为三相电网电压，u
dc
为c两端的电压。
[0048]
由(1)式可知，abc三相电路相互独立，通过调节逆变器输出电压ua、ub、 uc就能够改变交流侧电流i
ga
、i
gb
、i
gc
，实现对并网逆变器的控制。但这种模型包 含时变的电量，增加了控制系统设计的难度。通过park变换得到风电并网逆变 器在两相旋转坐标系下的电压关系为：
[0049][0050]
式中，ud、uq为网侧逆变器输出电压在d、q轴上的分量，u
gd
、u
gq
为三相电 网电压在d、q轴上的分量，i
gd
、i
gq
为网侧逆变器输出电流在d、q轴上的分量， ω为电网电压的基波角速度；
[0051]
电流关系为：
[0052][0053]
式中，sd、sq为开关函数在dq轴上的分量。is为流入网侧变流器的电流，风 机侧至机侧变流器部分可等效为图2所示戴维宁等效电路。其中，us为风机侧等 效电源，rs为风机侧等效电阻。
[0054]
根据图2可得流入网侧逆变器的电流为：
[0055][0056]
根据式(2)、(3)可得：
[0057][0058]
步骤s2：基于风电并网逆变器系统模型，风电并网逆变器ladrc双闭环控 制，实现直流母线电压控制：
[0059]
在旋转的dq同步坐标系中，电网电压矢量按照d轴定向，则有u
gd
＝e，u
gq
＝0。 依据瞬时功率理论，稳态下三相并网逆变器中有功功率和无功功率表示为：
[0060][0061]
风电并网逆变器直流侧输入功率的瞬时值，表示为：
[0062]
p＝u
dcidc
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(7)
[0063]
忽略电力电子器件的功率损耗，则有
[0064]
p＝u
dcidc
＝u
gdigd
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(8)
[0065]
由以上分析可知，逆变器直流侧电压u
dc
与逆变器输出电流d轴分量i
gd
成正 比。对直流侧电压u
dc
的控制，能够通过控制有功功率来实现，也就是通过控制i
gd
来实现。
[0066]
步骤s2.1：构建一阶ladrc；
[0067]
不考虑跟踪微分器，一阶ladrc由二阶线性扩张状态观测器leso、线性状 态误差反馈控制律lsef、动态补偿环节三部分组成，参考图3。
[0068]
假定u和y分别为一阶系统的输入和输出，b0为输入控制增益的估计值，f为 系统中所有的不确定因素和未知外扰，其微分信号用h来表示，取状态变量： x1＝y，x2＝f，则一阶系统的扩张状态空间描述为：
[0069][0070]
(8)式对应的二阶leso为：
[0071][0072]
式中，z1为y的跟踪信号，z2为跟踪总扰动信号，β1、β2为观测器的系数。 选取合适的参数，可使观测器的状态变量实时跟踪系统的状态变量。
[0073]
取系统的控制律为：
[0074][0075]
由于仅对状态变量x1进行观测，故lsef采用如下比例控制：
[0076]
u0＝k
p
(v-z1)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(12)
[0077]
式中，k
p
为比例控制增益。
[0078]
经过参数化，可得观测器与控制器的增益系数：
[0079]
β1＝2ω0，β2＝ω
02
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(13)
[0080]kp
＝ωcꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(14)
[0081]
一阶ladrc可简化为对观测器的带宽ω0和控制器的带宽ωc的控制，对这两 个参数进行合理调整就能得到较好的控制效果。
[0082]
步骤s2.2：基于一阶ladrc结构，构建一阶ladrc的电流环；
[0083]
将dq轴电流间耦合、电网电压、参数不确定性等视为总和扰动，通过leso 与动态
出，因此，β1仅影响ξ，而β2同时影响着ξ与ωn，β2对 系统性能的影响最大。考虑到比例-微分控制器具有提供超前相角、改善系统动 态性能的优点，在频域上对β2进行改写，并记为：
[0101]
β
′2(s)＝βa(1 βbs)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(21)
[0102]
式中，βa为比例系数，βaβb为微分系数。考虑到微分信号难以应用的不足， 在实际系统中可通过引入跟踪微分器实现微分的功能。改进leso的扰动观测传 递函数可以表示为：
[0103][0104]
根据式(20)和(22)可知，φ
′
(s)与φ(s)的主要区别是增加了一个左零点， 该零点可以使系统的响应速度加快；频域上增加了观测器带宽，使观测器幅值 衰减的程度得到补偿，同时提供一个超前的相角，减缓了相位滞后的程度，提 高了系统的稳定性。
[0105]
根据公式(10)和(21)可得改进leso的状态空间表达式：
[0106][0107]
式中，β
′1为常数，β
′2为β
′2(s)的拉式反变换。根据式(23)可得图4所示改 进ladrc的结构。
[0108]
经过参数化，将式(23)的极点配置在观测器的带宽ω0上，得到改进二阶 leso的增益系数：
[0109]
βa＝ω
02
，βb＝βb，β
′1＝2ω
0-ω
02
βbꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(24)
[0110]
因此，改进一阶ladrc的设计可简化为对微分系数与比例系数的比值βb、 观测器的带宽ω0与控制器的带宽ωc的设计，选择合适的参数就能使改进观测器 的状态变量与估计的总扰动实时跟踪系统的状态变量与总扰动，从而获得较好 的控制效果。
[0111]
步骤s2.4：基于改进一阶ladrc结构，构建改进一阶ladrc的电压环；
[0112]
电压外环采用改进ladrc时，首先建立其对应的改进leso，根据(5)式可 得电压外环对应的状态空间表达式：
[0113][0114]
式中，电压环补偿因子b
0u
＝-3/2c。x
1u
为母线电压实际值，为x
1u
的微分 值，uu表示d轴电流参考值，uu用来作为电压环被控对象的输入，x
2u
为leso扩 张出的新的状态变量，x
2u
用来描述电压环的总扰动，记为 fu＝-u
dc
/crs us/cr
s-3s
qigq
/2c 3(sd 1)i
gd
/2c，并且并且为x
2u
的微分。
[0115]
根据(10)式可得电压环的二阶leso为：
[0116][0117]
式中，β
′1与β
′2为改进leso的增益系数。式(26)取拉式变换并与式(22) 联立可得：
[0118][0119]
式中，ω
0u
为改进二阶leso的带宽。由于改进二阶leso的观测值为改进 一阶ladrc的输出y＝u
dc
，因此，式(27)中，为直流母线电压的微分值，根 据电容的电压与电流关系i
dc
＝cdu
dc
/dt，可知，改进的lardc中引入的电压微分 值可通过电容电流与电容值的比值得到。
[0120]
选取合适的观测器带宽ω
0u
，可使z
1u
、z
2u
快速的跟踪直流母线电压u
dc
以及 电压环的总扰动。
[0121]
p控制的lsef以及扰动补偿环节为：
[0122][0123]
式中，u
0u
为电压环控制器的输出，uu为电压环被控对象的输入，u
dc-ref
为电 压环的参考电压值，ω
cu
为电压环的控制器带宽。
[0124]
步骤s2.4：基于一阶ladrc的电流环和改进一阶ladrc的电压环，构建ladrc 双闭环结构，实现直流母线电压控制。
[0125]
风电并网逆变器ladrc双闭环控制的结构框图如图5所示：
[0126]
(1)在电压环中，将直流母线电压的参考值作为电压环ladrc的输入端， 并与leso估计出的母线电压值作比较；其中，电压环的输出值、直流母线电压 的测量值以及电容电流的测量值作为电压环leso的三个输入端；取直流母线电 压反馈得到状态误差构成比例控制律，b
0u
为电压环的补偿因子；通过前馈环节 对leso得出的扰动估计值进行补偿，进而得到d轴电流的给定值；
[0127]
(2)在电流环中，考虑dq轴电流环的对称性，以d轴电流环为例进行设 计：d轴电流的给定值作为电流环ladrc的输入端，并与leso估计出的d轴电 流值作比较；其中，电流环的输出值与d轴电流的测量值作为电流环leso的两 个输入端；取d轴电流反馈得到状态误差构成比例控制律，b
0i
为电流环的补偿 因子；通过前馈环节对leso得出的扰动估计值进行补偿，进而得到风电并网逆 变器的d轴输出电压。q轴电流环的设计与d轴电流环设计的区别在于q轴参考 电流值的选取，当q轴电流环ladrc的输入端选择电流参考值为0时，通过空 间电压矢量调制技术能够实现单位功率因数并网。
[0128]
为进一步验证本发明的效果，将电压环采用改进ladrc、电流环采用ladrc 的双闭环结构与电压环采用ladrc、电流环采用pi的双闭环结构的控制效果进 行比较：首先，利用simulink建立风电并网系统的仿真模型，对比两种控制方 式下直流母线电压的波形。图6为风电并网逆变器在电流环采用两种不同控制 方式时的并网点电流波形以及a相电流的谐波分析对比，参考图6，电流环采用 ladrc时并网点电流波形更接近正弦波，a相电流的谐波畸变率更小。图7与图8分别为0.6s-0.9s时电网电压对称跌落40％与不对称跌落40％、电
压环采用 ladrc与改进ladrc时直流母线电压波形对比，电网电压突变时，采用改进ladrc 时直流母线电压的波动范围与过渡过程时间均小于ladrc，说明电压环采用改进 ladrc时在电网故障下的抗扰性能更好。
[0129]
ladrc技术将被控系统中异于积分串联型的部分(包括系统不确定因素与外 部未知扰动)视为总和扰动，通过动态补偿环节进行补偿，将系统补偿为积分 串联型系统，再用一定的误差反馈控制律对被控系统进行控制。在解耦性能、 抗干扰性能等方面明显优于经典的pi控制。ladrc技术已经应用于电机调速系 统、光伏系统、风电系统等的控制中。
[0130]
ladrc技术是一种不依赖于被控系统精确数学模型、无需测量系统所受扰 动，以leso为核心，通过输入和输出来观测系统的实际运动，利用动态补偿环 节将系统补偿为线性的积分串联型结构，再利用lsef使闭环系统获得较好的控 制性能。ladrc技术在解耦性能、抗扰性能方面效果明显。风电并网逆变器的电 压电流双闭环控制系统中均采用经典的pi控制器，pi控制的局限性影响电流环 的控制效果，进而影响电压环的控制，使得双闭环控制在抗扰性能方面效果并 不理想。将ladrc技术代替经典的pi控制来改善风电并网逆变器的控制性能。 电流环应用ladrc技术提高并网电流的波形，电压环应用改进ladrc技术提高 电网电压故障下的抗扰性能，最终实现对风电并网逆变器直流母线电压的稳压 控制，提高整个风电系统的抗扰性能。
[0131]
以上仅为本技术的优选实施例而已，并不用于限制本技术，对于本领域的 技术人员来说，本技术可以有各种更改和变化。凡在本技术的精神和原则之内， 所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本技术的保护范围之内。
[0132]
上述虽然结合附图对本技术的具体实施方式进行了描述，但并非对本技术 保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本技术的技术方案的基础上， 本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本技术 的保护范围以内。