用于减少加热座椅和其他应用的磁场发射的方法与流程

用于减少加热座椅和其他应用的磁场发射的方法
1.对相关申请的交叉引用本技术要求于2019年8月2日提交的美国临时申请62/882,001的权益，该申请的公开内容通过引用以其整体被并入。
技术领域
2.本发明涉及功率mosfet在开关应用中用以减少来自电磁场的发射和干扰的操作，可选地用于温度控制的车辆座椅中。本发明还可以减少电容式和电感式负载的浪涌电流或启动电流，从而提供针对开关操作的成本节省。


背景技术：

3.用于机动车辆的电动座椅加热器包括用于将电能转换成热量的加热垫（heat mat）。加热垫包括电阻式加热元件，该电阻式加热元件被定位成通常以盘旋图案靠近装饰罩（trim cover）。现代加热垫的特征在于：短预热阶段以及均匀的热量分布，以用于在寒冷天气条件下以及在长距离驾驶内提供舒适性。
4.加热垫通常由功率mosfet来控制。功率mosfet提供脉宽调制的漏极源极电流（i
ds
），以用于调节座椅垫的热输出。然而，当加热垫被通电时，电磁发射或干扰可能会不合期望地高，有时超出针对时变电磁场的国际非电离辐射防护委员会（icnirp）准则。由于加热垫的电阻随温度变化，因此当加热垫电阻降低时，电磁发射在较低温度下可能尤其成问题。
5.因此，仍然持续需要一种用于调节去往加热垫或其他电阻式负载的功率以特别是在电阻式负载的开启和关闭期间最小化所产生的电磁场的系统和方法。


技术实现要素：

6.提供了一种用于控制功率mosfet以便限制来自负载的电磁发射和干扰的系统和方法。该系统和方法包括脉宽调制（pwm）控制电压，以根据功率mosfet的欧姆区（线性模式）来操作功率mosfet。通过在功率mosfet的欧姆区中操作该功率mosfet，减少了由负载生成的电磁场，而不需要专用的dc/dc转换器，否则该dc/dc转换器将会增加电子控制模块的成本、大小和重量。
7.在一个实施例中，一种控制电路包括功率mosfet和电阻式负载，例如加热垫。该功率mosfet包括连接到用于控制通过该功率mosfet的电流的pwm栅极电压（v
gs
）的栅极端子，该功率mosfet串联连接到加热垫。迭代地选择pwm栅极电压（v
gs
）的频率和占空比，使得该功率mosfet仅在其欧姆区中操作，该欧姆区如例如可选地由通过分流电阻器的电流改变率（di/dt）来测量。此外，本发明可以控制包括电阻式、电容式和电感式负载在内的任何负载的电流改变率（di/dt）和电压改变率（dv/dt）。
8.本方法独特地被适配成动态地确定用于给定电阻式负载的功率mosfet的欧姆操作范围，而无需该电阻式负载的在先知识。例如，通用电源模块可以通过内部地校准其功率
mosfet控制电压来为广泛范围的加热垫提供电磁干扰减轻，而无需加热垫的特殊知识。附加的实施例包括在第一方向上和第二相反方向上缠绕加热器线圈，使得磁场沿着加热器线圈的长度被抵消。
9.当根据附图和所附权利要求来查看时，本发明的这些和其他特征和优点将从本发明的以下描述中变得清楚。
附图说明
10.图1是描绘了功率mosfet的输出特性的操作区域图，包括欧姆（线性）区和饱和区。
11.图2是包括用于减轻来自电阻式负载的电磁干扰的频率（f）和占空比（d）控制的功率mosfet的电路图。
12.图3是图示了用于减轻来自电阻式负载的电磁干扰的功率mosfet的频率（f）和占空比（d）控制的流程图。
13.图4是图示了栅极电压（v
gs
）频率（f）和占空比（d）作为加热垫电流（i
ds
）的函数的曲线图。
14.图5是图示了漏极-源极电压（v
ds
）和漏极-源极电流（i
ds
）作为时间的函数的曲线图。
具体实施方式
15.i. 功率mosfet的欧姆操作在本实施例中，功率mosfet被用作用于控制去往电气负载、并且特别是用于电动座椅加热器的电阻式加热元件的功率流动的开关。如本领域所已知，mosfet是一种三端器件，其中栅极电压控制源极与漏极之间的电流流动。本发明的系统和方法通过在功率mosfet的欧姆区中操作该功率mosfet来限制来自电动座椅加热器的电磁发射和干扰。在更详细地讨论该系统和方法之前，现在将描述功率mosfet在其欧姆区中的一般操作。
16.参考图1，示出了示例性功率mosfet的输出特性，其中y轴上描绘了漏极-源极电流（i
ds
），并且x轴上描绘了漏极-源极电压（v
ds
）。在欧姆区中（左边），漏极-源极电流（i
ds
）与漏极源极电压（v
ds
）之间的关系遵循欧姆定律，因为漏极-源极电流（i
ds
）与漏极-源极电压（v
ds
）成线性比例。因此，该功率mosfet的欧姆区通常被称为“线性模式”。
17.在饱和区中（右边），漏极-源极电流（i
ds
）几乎独立于漏极-源极电压（v
ds
），并且取而代之严重依赖于栅极电压（v
gs
）。换句话说，负载电流（i
ds
）首先在欧姆区中随着负载路径电压（v
ds
）增加而增加，并且然后，在饱和区中随着负载路径电压（v
ds
）增加仅略微地增加或较不成比例地增加。对于较高的控制电压（v
gs
），饱和在其处开始的点较高，例如，对于2.9v控制电压为100a，以及对于4v控制电压为800a。为了减少负载中的电磁干扰（emi），合期望的是mosfet仅在其线性模式（欧姆区）中操作或者在欧姆区与饱和区之间的过渡处操作。如下面的部分ii中所阐述，这是通过控制栅极电压（v
gs
）占空比和频率来实现的。例如，栅极电压（v
gs
）是脉宽调制（pwm）信号，使得个体控制脉冲的频率和持续时间以及两个连续脉冲之间的时间间隔可以变化。
18.ii. 用于减轻emi的系统和方法现在参考图2，图示了用于通过基本上在功率mosfet的欧姆区中操作该功率
mosfet来减轻emi的控制电路。该控制电路包括电阻式负载10、并且特别是电阻式加热元件，该电阻式负载10串联连接在16v电源12与功率mosfet 14的漏极端子之间。mosfet源极端子连接到用于测量漏极源极电流（i
ds
）的分流电阻器16，该漏极源极电流（i
ds
）也是通过电阻式负载10的电流。另外的分流电阻器18被图示为串联连接在电源12与电阻式负载10之间，以用于测量电源12的功率输出。
19.还如图2中所示，功率mosfet 14的栅极电压（v
gs
）由第一和第二开关元件q1、q2的致动来控制，第一和第二开关元件q1、q2被描绘为bjt晶体管，但是在其他实施例中可以包括其他开关元件。特别地，第一和第二开关元件q1、q2使得功率mosfet 14接收具有期望占空比和期望频率的栅极电压（v
gs
）。当开关元件q2闭合时，dc电源20选择性地耦合到mosfet 14的栅极端子，该开关元件q2闭合进而响应于开关元件q1的致动。开关元件q1基于电源22的输出而是电压控制的，其可选地是微控制器控制的。因为功率mosfet 14包括通过其欧姆区的短开关时间，所以在线性模式中，不管该负载如何，栅极电压（v
gs
）的毫秒占空比控制都是可能的。
20.结合图3的功能框图来图示图2的控制电路的操作。如上所指出，栅极电压（v
gs
）占空比（d）——其是mosfet导通持续时间与开关时间段的比率——随着栅极电压频率（f）而变化。在步骤40处，该方法包括利用脉宽调制（pwm）栅极电压（v
gs
）以基线频率（例如，100khz）和占空比（例如，0.02）来激活功率mosfet 14。在步骤42处，该方法包括测量负载路径中的电流（i
ds
）。在本实施例中，通过测量跨分流电阻器16的电压来执行该测量，如上所指出，分流电阻器16串联连接到电阻式负载10。在判定步骤44处，将所测量的电流（i
ds
）与电流极限值（i
ds-limit
）进行比较。如果所测量的电流（i
ds
）不小于电流极限值（i
ds-limit
），则该方法包括在步骤46处维持脉宽调制栅极电压（v
gs
）的频率（f）和占空比（d）。如果所测量的电流（i
ds
）小于电流极限值（i
ds-limit
），则该方法包括迭代地使频率（f）减小（递减）以及迭代地使占空比（d）增加（递增）。例如，可以在步骤48处以2khz减量使频率（f）减少到98khz，并且在步骤50处测量负载电流（i
ds
）。如果在判定步骤52处满足电流极限值（i
ds-limit
），则该方法包括在步骤54处返回到紧接在前的频率。如果在判定步骤52处不满足电流极限值（i
ds-limit
），则在步骤56处增加占空比，可选地以0.02的增量增加到0.04的占空比（d）。在步骤58处再次测量负载电流（i
ds
），并且在判定步骤60处将负载电流（i
ds
）与电流极限值（i
ds-limit
）进行比较。如果不满足电流极限值（i
ds-limit
），则在步骤48处再次迭代地增加频率（f）和占空比（d），并且在步骤50处测量负载电流（i
ds
）。然而，如果负载电流（i
ds
）等于或大于电流极限值（i
ds-limit
），则该方法包括在步骤62处返回到紧接在前的占空比。在其他实施例中，栅极电压是由控制器（例如，比例-积分-微分控制器）提供的数字输出。
21.为了进一步说明功率mosfet的频率和占空比控制，图4中绘制了栅极电压（v
gs
）的频率（f）和占空比（d）作为加热垫电流（i
ds
）的函数。如图4中所示，脉宽调制栅极电压（v
gs
）包括如下频率（实线）：随着加热垫电流中的对应增加，该频率从100khz减小到大约30khz。与频率中的该减小交错，脉宽调制栅极电压（v
gs
）包括如下占空比（虚线）：随着加热垫电流中的对应增加，该占空比从零增加到大约一。功率mosfet的线性操作模式在图4中示为处于4a与6.5a之间。在该示例中，电流极限值（i
ds-limit
）被选择为大约6a，从而确保功率mosfet在其欧姆区中操作，该欧姆区具有在30khz与50khz之间的栅极电压频率、以及在0.3与0.6之间的占空比（脉冲宽度%）。图5中绘制了图2的电路的漏极-源极电压（v
ds
）和漏极-源极电流
（i
ds
）作为时间的函数。在该仿真中，漏极-源极电流（i
ds
）（随着栅极电压占空比从零增加）从零逐渐增加到最大值8a，而漏极源极电压（v
ds
）在相同时间间隔内减小。
22.实验室测试揭示了本发明的系统和方法用于减少电磁干扰的能力。特别地，在开启和关闭7a加热垫期间评估了电磁发射。在开启期间，发现检测到的发射仅仅是针对时变电磁场的icnirp准则的77%。在关闭期间，发现检测到的辐射仅仅是针对时变电磁场的icnirp准则的65%。本系统和方法还被确定为在较低温度下减少加热垫的启动电流，从而导致对于加热垫的更大灵活性。
23.在前述操作模式中，当负载电流负载电流（i
ds
）逐渐增加到电流极限值（i
ds-limit
）时，控制器监测负载电流改变率（di/dt）。负载电流改变率（di/dt）被维持在存储到计算机可读存储器的预定阈值以下，并且通过扩展，负载路径电压（v
ds
）的改变率也被保持在预定阈值以下。作为替代的操作模式，通过分流电阻器16来监测负载电流改变率（di/dt）。在栅极电压（v
gs
）增加的同时，随着电流改变率（di/dt）减慢，即，随着di/dt落在阈值以下，控制器（未示出）将该状况解释为线性模式与饱和模式之间的过渡点。在这种情况下，该控制器变化pwm栅极电压（v
gs
），并且迭代地标识用于给定负载的pwm控制电压的范围，在该范围，电流改变率（di/dt）遍及功率mosfet的整个激活保持为正（在该阈值以上）。在各种实施例中，栅极电压在0与2.9v之间，其中占空比在0.2与0.8之间，并且频率在20khz与80khz之间。例如，如图4中所示，在mosfet仅在线性模式中操作的情况下，约40khz与60khz之间的频率向加热垫提供了多达7a的电流。
24.如上所指出，通过在功率mosfet的线性模式中操作该功率mosfet，发现了串联连接的加热垫的电磁场显著更低。因为本方法迭代地操作，所以它独特地被适配成动态确定用于给定电阻式负载的mosfet的线性模式，而无需该负载本身的在先知识。作为结果，本发明可以与各种各样的加热垫结合地实现。例如，通用电源模块可以通过在常规操作期间内部地校准其功率mosfet来向广泛范围的加热垫提供emi减轻。
25.作为替代解决方案，电阻式元件可以在第一方向上以盘旋图案延伸，并且可以在与第一方向相反的第二方向上以相同的盘旋图案延伸，使得由该电阻式元件生成的磁场是自抵消的。换句话说，该电阻式元件可以在加热垫内折回（double-back），使得在沿着盘旋绕组的任何给定点处，该电阻式元件的两个区段并排地坐落。因此，由dc电流在第一方向上生成的磁场被由dc电流在第二相反方向上生成的磁场所抵消。在这方面，由加热垫生成的emi在负载处减少，而不是通过功率mosfet在线性模式中的操作。在仍另外的实施例中，根据该构造所制造的加热垫可以与线性模式中的功率mosfet一起使用，以进一步减少来自加热垫的emi。
26.以上描述是本发明的当前实施例的描述。在不脱离本发明的精神和更宽泛方面的情况下，可以做出各种更改和改变。本公开是出于说明性目的而呈现的，并且不应当被解释为对本发明的所有实施例的穷举描述、或者将权利要求的范围限制为结合这些实施例所图示或描述的特定元素。对以单数的元素的任何引用（例如，使用冠词“一”、“一个”、“该”或“所述”）都不应被解释为将该元素限制为单数。