交直流混联多端口电能路由器及其控制方法与流程

1.本发明属于电力电子技术领域，涉及一种交直流混联多端口电能路由器及其控制方法。


背景技术：

2.电能路由器，也称电力电子变压器、能量路由器等，是能源互联网的关键部件，随着多种形式的新能源接入、电动汽车数量的不断攀升、大量的数据中心负荷接入等原因，交直流电网互联、多种电压等级的电网互联是未来能源互联网的必然要求。因此，电能路由器需提供多端口、多电压等级、交直流混联的功能。
3.在此背景下，基于模块化多电平换流器(modular multilevel converter，mmc)的多端口电力电子拓扑及其控制方法不断涌现。然而，面对当前电能路由器的多端口、多电压等级、交直流混联的功能需求，利用多电平变换器、mmc或sst进行电能路由器的开发，现有技术仍存在结构复杂、模块数、功率转换级数多、磁性器件体积重量大、整机成本高等诸多问题。
4.为此，新型的高效率、低成本的交直流混联多端口电能路由器的研究和开发非常紧迫。


技术实现要素：

5.本发明针对现有多端口电能路由器技术和产品存在的功率转换级数多、器件数量大、功率密度低、体积和重量大、效率低以及成本高的问题，提供了一种功率转换级集成的交直流混联多端口电能路由器及其控制方法，在一个mmc中集成了中压直流、中压交流、低压直流和低压交流端口。
6.本发明的目的是通过以下技术方案实现的：
7.一种交直流混联多端口电能路由器，包括mmc、四绕组变压器、全桥电路、中压交流端口、中压直流端口、低压交流端口和低压直流端口，其中：
8.所述mmc的桥臂子模块数为n，子模块可以是半桥子模块或者全桥子模块；
9.所述四绕组变压器分别由原边的n1绕组和n2绕组、副边的n3绕组和n4绕组构成；
10.所述n1绕组的同名端与mmc的上桥臂连接，n1绕组的异名端与n2绕组的同名端相连接，n2绕组的异名端与mmc的下桥臂相连；
11.所述n1绕组的异名端与n2绕组的同名端相连接点通过输出滤波电感lg连接到中压交流端口；
12.所述输出滤波电感lg集成到n1绕组与n2绕组的漏感中；
13.所述mmc的上桥臂和下桥臂的桥臂电感集成到四绕组变压器的励磁电感中；
14.所述n3绕组的同名端通过第一功率电感l
σ
连接到全桥电路的左半桥，n3绕组的异名端与n4绕组的同名端相连接，n4绕组的异名端通过第二功率电感l
σ
连接到全桥电路的右半桥；
15.所述第一功率电感l
σ
集成到n3绕组的漏感中，第二功率电感l
σ
集成到n4绕组的漏感中；
16.所述n3绕组的异名端与n4绕组的同名端相连接处连接到低压交流端口；
17.所述低压交流端口复用第一功率电感l
σ
和第二功率电感l
σ
作为输出滤波器；
18.所述全桥电路的直流母线连接到低压直流端口；
19.所述mmc的直流母线连接到中压直流端口。
20.一种上述交直流混联多端口电能路由器的控制方法，包括如下步骤：
21.步骤1：将mmc侧控制信号拆分为直流共模信号m
dc
、差模信号m
dm
、低频共模信号m
lf_cm
和高频共模信号m
hf_cm
；
22.步骤2：将全桥电路的左半桥控制电压信号ua拆分为高频差模信号u
a_dm
和高频共模信号u
a_cm
，全桥电路的右半桥控制电压信号ub拆分为高频差模信号u
b_dm
和高频共模信号u
b_cm
，其中，高频共模信号u
a_cm
和高频共模信号u
b_cm
的幅度和极性均相同，高频差模信号u
a_dm
和高频差模信号u
b_dm
的幅度相同极性相反；
23.步骤3：根据低压交流端口输出电压要求，计算高频共模信号u
a_cm
和高频共模信号u
b_cm
，其中，高频共模信号u
a_cm
和高频共模信号u
b_cm
的占空比d
cm
(t)为：
[0024][0025]
式中，u
lvac
、f
lvac
、ф
lvac
为低压交流端口电压幅度、频率、相位，u
lvdc
为低压直流端口电压幅度，t代表时间变量；
[0026]
步骤2：计算高频差模信号u
a_dm
和高频差模信号u
b_dm
，其中，高频差模信号u
a_dm
和高频差模信号u
b_dm
的占空比d
dm
(t)为：
[0027][0028]
步骤3：利用高频共模信号u
a_cm
和高频共模信号u
b_cm
、高频差模信号u
a_dm
和高频差模信号u
b_dm
合成ua和ub：
[0029][0030]
ua和ub用于计算生成功率开关的开关信号；
[0031]
步骤4：将高频差模信号u
a_dm
和高频差模信号u
b_dm
移相后，与1/2(n
p
/ns)相乘，n
p
代表原边绕组匝数，n
p
＝n1 n2；ns代表副边绕组匝数，ns＝n3 n4；得到mmc侧高频共模信号m
hf_cm
，并根据中压交流端口电压幅度u
mvac
、频率f
mvac
、相位ф
mvac
以及中压直流端口电压幅度u
mvdc
，计算出差模信号m
dm
：
[0032][0033]
根据中压直流端口电压幅度的指令值u
*mvdc
，计算直流共模信号m
dc
＝1/2u
*mvdc
/u
mvdc
，最后利用环流控制器获得低频共模信号m
lf_cm
；
[0034]
步骤5：将步骤1～步骤4获得的各项控制信号进行综合，得到mmc侧上桥臂控制信号为：(m
dc-m
dm
m
lf_cm
m
hf_cm
)；mmc侧下桥臂控制信号为：(m
dc
m
dm
m
lf_cm
m
hf_cm
)，将得到的mmc侧上下桥臂控制信号和全桥电路的左右半桥控制电压信号进行调制，得到相应的功率开关管开关信号，即完成四端口的控制。
[0035]
相比于现有技术，本发明具有如下优点：
[0036]
(1)将四个端口所用到的mmc桥臂电感、中低压交流端口滤波电感和低压直流端口功率电感都集成到高频变压器中，实现磁集成，极大减小磁器件的体积、重量及成本。
[0037]
(2)四个端口的功率转换都复用了mmc桥臂，低压交流和低压直流端口复用了全桥电路，所有端口功率传输只需一级功率转换，极大减少开关损耗和导通损耗，提高整机效率。
[0038]
(3)结构简单，所用的变换模块数量少，避免使用大量的通信、采样和线缆，减少成本，同时可靠性更高。
附图说明
[0039]
图1为交直流混联多端口电能路由器的单相结构；
[0040]
图2为交直流混联多端口电能路由器的三相结构；
[0041]
图3为控制信号波形及其产生示意图；
[0042]
图4为mvac/lvac/lvdc演变结构；
[0043]
图5为mvdc/lvac/lvdc演变结构；
[0044]
图6为mvdc/mvac/lvac演变结构；
[0045]
图7为mvdc/mvac/lvdc演变结构。
具体实施方式
[0046]
下面结合附图对本发明的技术方案作进一步的说明，但并不局限于此，凡是对本发明技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围，均应涵盖在本发明的保护范围中。
[0047]
本发明提供了一种交直流混联多端口电能路由器，所述路由器包括mmc、四绕组变压器、全桥电路、中压交流端口、中压直流端口、低压交流端口和低压直流端口，其中：
[0048]
所述mmc的桥臂子模块数为n，子模块可以是半桥子模块或者全桥子模块；
[0049]
所述四绕组变压器分别由原边的n1绕组和n2绕组、副边的n3绕组和n4绕组构成；
[0050]
所述n1绕组的同名端与mmc的上桥臂连接，n1绕组的异名端与n2绕组的同名端相连接，n2绕组的异名端与mmc的下桥臂相连；
[0051]
所述n1绕组的异名端与n2绕组的同名端相连接点通过输出滤波电感lg连接到中压交流端口；
[0052]
所述输出滤波电感lg集成到n1绕组与n2绕组的漏感中；
[0053]
所述mmc的上桥臂和下桥臂的桥臂电感集成到四绕组变压器的励磁电感中；
[0054]
所述n3绕组的同名端通过第一功率电感l
σ
连接到全桥电路的左半桥，n3绕组的异名端与n4绕组的同名端相连接，n4绕组的异名端通过第二功率电感l
σ
连接到全桥电路的右半桥；
[0055]
所述第一功率电感l
σ
集成到n3绕组的漏感中，第二功率电感l
σ
集成到n4绕组的漏感中；
[0056]
所述n3绕组的异名端与n4绕组的同名端相连接处连接到低压交流端口；
[0057]
所述低压交流端口复用第一功率电感l
σ
和第二功率电感l
σ
作为输出滤波器；
[0058]
所述全桥电路的直流母线连接到低压直流端口；
[0059]
所述mmc的直流母线连接到中压直流端口。
[0060]
上述中压交流滤波电感lg、低压交流端口电感l
σ
和低压直流端口电感l
σ
，也可以通过外加电感的方式获得，或者利用绕组漏感和外加电感相加的方式获得。
[0061]
本发明的装置同时实现了磁器件集成和功率转换级集成：将中压交流端口、中压直流端口、低压交流端口和低压直流端口这四个端口所用到的磁器件，包含mmc桥臂电感、中低压交流端口滤波电感和低压直流端口功率电感都集成到高频变压器中，并将高频变压器嵌入四个端口的中心，使四个端口共用半导体功率器件和磁器件，极大地减少了功率转换的级数和元器件的成本，减小了系统的体积和重量，提高了系统的整机效率。
[0062]
本发明还提供了一种利用上述路由器实现中压直流、中压交流、低压直流和低压交流四个端口完全独立控制的方法，所述方法将mmc侧控制信号拆分为直流共模信号m
dc
、差模信号m
dm
、低频共模信号m
lf_cm
和高频共模信号m
hf_cm
；将全桥电路的a点电压信号(全桥电路的左半桥控制电压信号)ua拆分为高频差模信号u
a_dm
和高频共模信号u
a_cm
，b点电压信号(全桥电路的右半桥控制电压信号)ub拆分为高频差模信号u
b_dm
和高频共模信号u
b_cm
。
[0063]
为了实现四端口控制互不影响，上述各控制信号满足：高频共模信号m
hf_cm
、高频差模信号u
a_dm
和高频差模信号u
b_dm
具有相同的频率f
hf
，但两者之间有可调的相位差调节此相位差即可独立控制低压直流端口而不影响其余三个端口；高频共模信号u
a_cm
和高频共模信号u
b_cm
频率、相位和幅度均相等，且其频率为2f
hf
，调节高频共模信号u
a_cm
和高频共模信号u
b_cm
的占空比即可独立控制低压交流端口，由于高频共模信号u
a_cm
和高频共模信号u
b_cm
相等，但其激发的电流分别流进副边n3绕组的同名端和n4绕组的异名端，即流经变压器的励磁电感所产生的磁通相互抵消，不会影响原边的中压交流端口，同理，原边中压交流端口电流流过变压器励磁电感所产生的磁通相互抵消，也不会影响副边的低压交流端口，因此中压交流端口和低压交流端口的控制相互独立，故本发明可以实现中压交流电网和低压交流电网的异步互联，同时低压交流端口的控制也不影响其它端口的控制；直流共模信号m
dc
用于控制中压直流端口，其激发的直流电流流过四绕组变压器的原边绕组，即流经变压器励磁电感后产生恒定磁通，直流电流无法耦合到变压器副边，从而不影响低压直流端口和低压交流端口，而中压交流端口只能由差模信号控制，直流电流是共模信号，所以直流电流也不会影响中压交流端口，可见，中压直流端口的控制不影响其它三个端口；将原边n1绕组与n2绕组的同名端和异名端相连接，差模信号m
dm
用于控制中压交流端口，差模信号m
dm
激发的电流流过原边n1绕组与n2绕组产生相反的磁通，在磁芯内部相互抵消，因此对变压器副边的中压直流端口和中压交流端口不产生影响，同时激发的电流方向相反而不影响中压直流端口，因此中压交流端口可独立控制而不影响其它三个端口。
[0064]
低频共模信号m
lf_cm
则可用于mmc内部的环流抑制，通常为交流电网的整数倍，由于mmc环流占比较大的为二倍频环流，因此将二倍频环流控制信号注入低频共模信号m
lf_cm
中，并控制其在三相中交错对称运行，将二倍频环流抑制后，低频共模信号m
lf_cm
幅度很小，对四
端口的影响可以忽略不计。显然，本发明的装置和方法将四绕组变压器嵌入mmc中，仅需外加一个全桥电路，即可实现交直流混联四端口功能，且各端口控制完全独立，其中的两个交流端口可实现两个交流电网的异步互联。
[0065]
本发明中的低压直流端口电压宽范围变化时，利用mmc可灵活调节投入子模块数的特性，调节高频共模信号m
hf_cm
幅度，使原副边电压匹配，因此本发明的低压直流端口具备宽范围调压能力。
[0066]
实施例：
[0067]
本实施例中，为了便于表述，使用mvac代表中压交流，mvdc表示中压直流，lvac代表低压交流，lvdc表示低压直流。
[0068]
图1为交直流混联多端口电能路由器的单相结构，在本实施例中，四绕组变压器原边的n1绕组和n2绕组匝数相同，n1＝n2＝n
p
/2，副边的n3绕组和n4绕组匝数相同，n3＝n3＝ns/2，原边n1绕组的同名端连接上桥臂，n1绕组的异名端与n2绕组的同名端相连接，n2绕组的异名端与下桥臂相连；n1绕组的异名端与n2绕组的同名端相连接点通过输出滤波电感lg连接到中压交流端口，输出滤波电感lg集成到原边n1绕组与n2绕组的漏感中。上桥臂和下桥臂的桥臂电感集成到四绕组变压器的励磁电感中。副边的n3绕组的同名端通过第一功率电感l
σ
连接到全桥电路的左半桥，n3绕组的异名端与n4绕组的同名端相连接，n4绕组的异名端与通过第二功率电感l
σ
连接到全桥电路的右半桥，其中，第一功率电感l
σ
集成到n3绕组的漏感中，第二功率电感l
σ
集成到n4绕组的漏感中；n3绕组的异名端与n4绕组的同名端相连接处连接到低压交流端口，低压交流端口复用第一功率电感l
σ
和第二功率电感l
σ
作为输出滤波器。全桥电路的直流母线连接到低压直流端口，mmc的直流母线连接到中压直流端口。
[0069]
图2为交直流混联多端口电能路由器的三相结构，中压侧a相、中压侧b相和中压侧c相中的任一相结构与图1中的单相结构相同，三相的中压直流端口并联，低压直流端口并联，而三相的中压交流端口分别连接三相中压电网，三相的低压交流端口分别连接三相低压交流电网。在控制时，三相的电压和电流信号交错120
°
即可。本发明的四个端口中的任意某个端口开路(不使用)，即可演变成多种交直流混联三端口电能路由器结构：mvac/lvac/lvdc演变结构、mvdc/lvac/lvdc演变结构、mvdc/mvac/lvac演变结构和mvdc/mvac/lvdc演变结构。
[0070]
上述交直流混联多端口电能路由器的控制方法，如图3所示，其原理如下：
[0071]
将mmc侧控制信号拆分为直流共模信号m
dc
、差模信号m
dm
、低频共模信号m
lf_cm
和高频共模信号m
hf_cm
；将全桥电路的a点电压信号ua拆分为高频差模信号u
a_dm
和高频共模信号u
a_cm
，b点电压信号ub拆分为高频差模信号u
b_dm
和高频共模信号u
b_cm
。其中，高频共模信号u
a_cm
和高频共模信号u
b_cm
(u
a_cm
＝u
b_cm
)的幅度和极性均相同，高频差模信号u
a_dm
和高频差模信号u
b_dm
的幅度相同，但极性相反(u
a_dm
＝-u
b_dm
)。按以下步骤对各控制信号进行计算：
[0072]
步骤1：根据低压交流端口输出电压要求，计算高频共模信号u
a_cm
和高频共模信号u
b_cm
。在本实施例中，高频共模信号u
a_cm
和高频共模信号u
b_cm
是频率为2f
hf
、占空比为d
cm
(t)的方波信号，d
cm
(t)为方波信号正脉冲或负脉冲时间宽度与方波信号周期(1/(2f
hf
))的比值，根据低压交流端口电压幅度u
lvac
、频率f
lvac
、相位ф
lvac
以及低压直流端口电压幅度u
lvdc
，即可计算出高频共模信号u
a_cm
和高频共模信号u
b_cm
的占空比d
cm
(t)：
[0073][0074]
步骤2：计算高频差模信号u
a_dm
和高频差模信号u
b_dm
。高频差模信号u
a_dm
和高频差模信号u
b_dm
是频率为f
hf
，占空比为d
dm
(t)的方波信号，d
dm
(t)为方波信号正脉冲或负脉冲时间宽度与方波信号周期(1/f
hf
)的比值，则高频差模信号u
a_dm
和高频差模信号u
b_dm
的占空比d
dm
(t)为：
[0075][0076]
步骤3：利用高频共模信号u
a_cm
和高频共模信号u
b_cm
、高频差模信号u
a_dm
和高频差模信号u
b_dm
合成全桥电路的a点电压信号ua和b点电压信号ub：
[0077][0078]
全桥电路的a点电压信号ua和b点电压信号ub可用来计算生成功率开关的开关信号；
[0079]
步骤4：将高频差模信号u
a_dm
和高频差模信号u
b_dm
移相后，与1/2(n
p
/ns)相乘，得到mmc侧高频共模信号m
hf_cm
，并根据中压交流端口电压幅度u
mvac
、频率f
mvac
、相位ф
mvac
以及中压直流端口电压幅度u
mvdc
，计算出差模信号m
dm
：
[0080][0081]
根据中压直流端口电压幅度的指令值u
*mvdc
，计算直流共模信号m
dc
＝1/2u
*mvdc
/u
mvdc
，最后利用环流控制器获得低频共模信号m
lf_cm
，低频共模信号m
lf_cm
为二倍频控制信号，在三相中交错120
°
，实现相互抵消而不影响四端口的控制；
[0082]
步骤5：将步骤1～步骤4获得的各项控制信号进行综合，得到mmc侧上桥臂控制信号为：(m
dc-m
dm
m
lf_cm
m
hf_cm
)；mmc侧下桥臂控制信号为：(m
dc
m
dm
m
lf_cm
m
hf_cm
)，将得到的mmc侧上下桥臂控制信号和全桥电路的左右半桥控制电压信号进行调制，得到相应的功率开关管开关信号，即完成四端口的控制；
[0083]
重复步骤1～步骤5，即可实现交直流混联多端口电能路由器功能。
[0084]
为了更具体说明本发明的控制方法，以图3所示控制信号波形及其产生示意图来进一步说明。参照步骤1～步骤5，利用步骤1产生高频共模方波信号u
a_cm
和高频共模方波信号u
b_cm
，利用步骤2产生高频差模信号u
a_dm
和高频差模信号u
b_dm
；利用步骤3将高频共模方波信号u
a_cm
和高频差模信号u
a_dm
相加得到全桥电路的a点电压信号ua，高频共模方波信号u
b_cm
和高频差模信号u
b_dm
相加得到全桥电路的b点电压信号ub；利用步骤4，u
a_dm
和u
b_d
相加后与1/2(n
p
/ns)相乘，得到mmc侧高频共模信号m
hf_cm
；得到上述关键信号后，利用步骤5进行综合，完成四端口的控制。
[0085]
图4～图7为本发明的四种演变结构，从本发明的四端口结构中任意去掉一个端口，即可得到交直流混联三端口电能路由器：
[0086]
图4为去掉中压直流端口后的mvac/lvac/lvdc演变结构，控制时，将直流共模信号m
dc
固定取0.5，仍采用步骤1～步骤5的控制方法即可完成三端口的控制；
[0087]
图5为去掉中压交流端口后的mvdc/lvac/lvdc演变结构，控制时，将差模信号m
dm
固定取0，仍采用步骤1～步骤5的控制方法即可完成三端口的控制；
[0088]
图6为去掉低压直流端口后的mvdc/mvac/lvac演变结构，控制时，调整低压侧全桥电路a点和b点的高频共模和差模分量，使变压器传到低压侧功率刚好等于低压交流端口功率，采用步骤1～步骤5的控制方法即可完成三端口的控制；
[0089]
图7a为去掉低压交流端口后的mvdc/mvac/lvdc演变结构，在此结构中，将低压侧全桥电路改成半桥电路，每一相的半桥电路a点与副边绕组相连接，副边绕组另一边连接到公共点o
lv
。控制时，mmc三相中的高频共模信号为图7b所示的对称阶梯波m
hf_cma
、m
hf_cmb
和m
hf_cmc
，三相阶梯波交错120
°
，且三相之和为0。同时把副边半桥的a点电压信号控制成50％方波信号，且频率与上述阶梯波相同，三相的半桥方波信号交错120
°
，在此控制方式下，a、b、c三相的高频共模电流在mmc三相内形成环流，它们之和为零，因此在中压直流端口上的高频电路纹波为0，实现了零电流纹波控制。