多相电动机和发电机系统的多谐波磁场定向控制的制作方法

1.本发明涉及电驱动系统，并且在特定实施例中，涉及改进多相电机系统的性能的创新技术。


背景技术：

2.许多工业、汽车和消费应用广泛需要高性能电动机和发电机系统。与单相或三相电机相比，包括电动机和发电机在内的多相电机通常可以在效率、功率密度、转矩密度、可靠性和成本等各个方面实现更高的性能。各种谐波注入技术可以用来改进电动机/发电机和驱动系统的性能。传统上，谐波注入技术主要用于在不修改磁场定向控制(foc)的情况下提高功率逆变器的电压能力，而驱动系统由基于基频的foc方法来控制。谐波注入对其他性能指标的影响,以及如何用多相控制来获得更好的性能，尚未得到充分研究，特别是对于感应电机，定子绕组中的谐波电流往往会在转子中产生很大的功率损耗而不能增加转矩输出，因此通常在传统三相设计中避免使用。本发明提出了一种磁场定向的谐波注入控制机制，将谐波注入技术与foc方法集成到多相系统中，以实现多频率下的能量传递和转矩生成，从而在多相系统获得更好的效率和功率密度。


技术实现要素：

3.通过本发明的优选实施例，即配置多个谐波在电机驱动系统中传输功率来实现高性能电机驱动系统，这些和其他问题通常得到了解决或规避，并且通常实现了技术优势。
4.根据一个实施例，一种方法包括配置具有电动机/发电机和耦合到电动机/发电机的多个逆变器的电机驱动系统，配置多个活跃谐波平面以在每个活跃谐波平面上产生转矩，将谐波平面同步控制机制应用于所述多个活跃谐波平面，使得电流的转矩分量和励磁分量在不同的活跃谐波平面上协调控制，以从电动机/发电机输出期望的转矩。
5.根据另一个实施例，一种系统包括具有多个绕组的电动机/发电机、转子和磁耦合到所述转子的定子、连接到相应绕组的多个功率变换器，其中所述多个功率变换器被配置为控制所述多个绕组的电流，以及控制器，配置为在多个活跃谐波平面中配置多个谐波电流，以在所述多个活跃谐波平面的每一个上产生转矩，并将谐波平面同步控制机制应用于所述多个活跃谐波平面，从而协调不同谐波平面上的电流控制，以从所述电动机/发电机输出所需的转矩。
6.根据又一实施例，一种方法包括配置具有电动机/发电机和逆变器的电机驱动系统，其中所述电动机/发电机具有布置成多个绕组组的多个绕组，并且逆变器具有多个功率变流器组，其中每个功率变流器组用于控制一个绕组组的电流，在多个活跃谐波平面上配置多个谐波电流，以在每个活跃谐波平面上产生转矩，并应用谐波平面同步控制机制到所述多个活跃谐波平面，使得不同谐波平面上的电流控制被协调起来以从所述电动机/发电机输出期望转矩。
7.本发明实施例的一个优点是利用多个谐波传递功率，以提高电机驱动系统的运行
性能。
8.前文已相当广泛地概括了本发明的特征和技术优点，以便于可以更好地理解下述本发明的详细内容。下文将描述本发明的附加特征和优点，其构成本发明权利要求的主题。本领域技术人员应当理解，所公开的概念和具体实施例可以容易地用作修改或设计用于实现本发明相同目的的其他结构或过程的基础。本领域技术人员还应该认识到，此类等同构造并不脱离所附权利要求书所阐述的本发明的精神和范围。
附图说明
9.为了更完整地理解本发明及其优点，现结合附图参考以下描述，其中：
10.图1图示了根据本发明的各种实施例的多相电机系统的框图；
11.图2示出了根据本发明的各种实施例的由多谐波foc方法控制的电机系统的框图。
12.图3图示了根据本发明的各种实施例的由包括饱和缓解特性的多谐波foc方法控制的电机系统的框图；
13.图4示出了根据本发明的各种实施例的由多谐波foc方法和谐波注入方法的组合控制的电机系统的框图；
14.图5示出了根据本发明的各种实施例的通过使用电压波形作为控制变量的多谐波foc方法控制的电机系统的框图；
15.图6示出了根据本发明的各种实施例的由另一种多谐波foc方法控制的电机系统的框图；
16.图7示出了根据本发明的各种实施例的转矩参考改变控制方案的第一实施方式的一些示例性波形；
17.图8示出了根据本发明的各种实施例的实施变极过程的示例性foc控制系统；
18.图9示出了根据本发明的各种实施例的转矩参考改变控制方案的第二实施方式的一些示例性波形；
19.图10示出了根据本发明的各种实施例的转矩参考改变控制方案的第三实施方式的一些示例性波形；
20.图11示出了根据本发明的各种实施例的转矩参考改变控制方案的第四实施方式的一些示例性波形；
21.图12示出了根据本发明的各种实施例的实施快速变极过程的示例性foc控制系统；
22.图13示出了根据本发明的各种实施例的转矩参考改变控制方案的第五实施方式的一些示例性波形；和
23.图14示出了根据本发明的各种实施例的应用foc方法来控制图1所示的电机系统的流程图。
24.除非另外指出，否则不同附图中的相应数字和符号通常指代相应的部分。为了清楚地示出各个实施例的相关方面而绘制附图，并且不一定按比例绘制。
具体实施方式
25.下面详细讨论本优选实施例的制造和使用。然而，应当理解，本发明提供了许多可
于各种具体环境中实施的可应用的发明构思。所讨论的具体实施例仅仅是制造和使用本发明的示例性具体方式，并不限制本发明的范围。
26.下面将在特定上下文，即高性能电机驱动系统中参考优选实施例描述本发明。这样的电机驱动系统可用于各种电动或混合动力车辆、机器人、无人机、家用电器、工业驱动和/或其他应用。整个描述以多相感应电机(例如，动态配置感应电机)为例，但是本发明中讨论的技术通常可以应用于其他电机，例如常规感应电机、永磁电机、同步电机，磁阻电机(例如，开关磁阻电机或同步磁阻电机)，以及各种相应的发电机。在下文中，将参考附图详细解释各种实施例。
27.通过调整相邻绕组相电流之间的相移，一些多相感应电机可以动态地重新配置为具有不同的极数和/或一对极内有不同的相数。这种多相感应电动机可替代地被称为动态配置感应电机(dr感应电机)。在dr感应电机中布置绕组的方式有多种。作为示例，图1用于解释本发明的各种实施例而不将本发明的范围限制于该特定构造。
28.图1示出了根据本发明的各种实施例的可用作动态配置电机系统的多相电机系统的框图。动态配置电机系统100包括定子104、转子102和气隙103。转子102可以具有鼠笼结构。定子104包括多个定子绕组。多个定子绕组可嵌入定子铁芯中。更具体地，定子铁芯可以包括多个槽。每个槽用于容纳一个定子绕组。或者，根据不同的应用和设计需要，每个槽可以容纳多个定子绕组。此外，动态配置电机系统可以没有定子铁芯(例如，无芯电机)，或者定子铁芯中没有槽。
29.如图1所示，多个定子绕组可以分为多个组，例如图1所示有m组，其中m为预定整数。每组里定子绕组之间可以通过连接环或连接条连接。例如，第一组定子绕组s11-s1n通过第一连接环1151连接，如图1所示。同样，第m组定子绕组sm1-smn通过第m连接环115m连接，如图1所示。在图1中，连接环显示为浮动的(即，连接环彼此电隔离)。在本发明中，连接环可以不是封闭的形状，因此可以是连接条或其他形状。如果m个输入电源中的一些相互隔离，则一些连接环1151-115m在电气上可以连接在一起，或者形成单个连接环。
30.此外，动态配置电机系统100包括多个功率变换器组。每个功率变换器组连接在电源和对应的定子绕组组之间。如图1所示，第一功率变换器组1101连接在第一电源vs1和第一组定子绕组s11-s1n之间。如图1所示，第一功率变换器组1101包括多个功率变换器1111-111n。同样地，第m功率变换器组110m连接在第m电源vsm和第m组定子绕组sm1-smn之间。如图1所示，第m功率变换器组110m包括多个功率变换器11m1-11mn。在一些实施例中，多个功率变换器被依次划分为多个功率变换器组。在一些实施例中，图1中所示的功率变换器被实现为逆变器(例如，h桥逆变器)。
31.在一些实施例中，电源vs1-vsm是如图1所示的独立电源。在替代实施例中，电源vs1-vsm可以串联连接以适应施加到动态配置电机系统100的高输入电压。此外如图所示，电源vs1-vsm可以实现为串联连接并耦合到公共电源的电容。因此，实现电源之间的电荷平衡可能很重要。为了实现串联电源的电荷平衡，希望流入/流出一个电源的直流电流在稳态运行中彼此相等或近似相等(例如，在20％的容差内)。
32.在一些实施例中，流过每个电源的电流是直流电流或低频分量低的电流时，电源可以高效可靠地工作。例如，电流的谐波分量(特别是低次谐波)应该减少到最小。在一些实施例中，每个绕组组应具有至少三个定子绕组。一个绕组组内，所有绕组在理想情况下流通
具有相同幅度和频率的电流，且绕组电流的相位角均匀分布。从而使各绕组组中的绕组形成一个对称平衡的多相系统，理想运行时流经各电源的平均电流就为直流电流。
33.逆变器可以通过具有谐波注入的磁场定向控制(foc)方法进行控制。传统上，多相电机的foc方法与三相电机驱动系统中使用的foc方法相同。谐波注入通常应用于相电压的参考值。在稳态运行中，采用传统foc方法的电机驱动系统能够以基频传输能量,而在其他谐波下无法传递能量，因此传统foc方法难以进一步提高电机驱动系统的效率。
34.通常，三相电机可以在同步dq坐标系中建模。特别地，同步dq坐标系以电机的同步速度旋转。类似地，多相电机可以在多个相互正交的同步dq平面中建模。多个同步dq平面中的每一个可以对应于一个相对于基波电压和/或电流的某个谐波频率下的电流和电压。多个同步dq平面中的每一个代表一个独立的谐波平面，其上电压或电流矢量，或由其确定的磁场以电机中所对应的谐波磁场的谐波次数和极数而确定的同步速度来旋转。
35.在一些电机中，例如动态配置(dr)感应电机中，谐波平面对应的磁场的极数可配置为与谐波的阶数成正比，因此所有谐波平面具有相同的同步速度。可以控制这些谐波平面以与基波同步平面相同的方向旋转。
36.dr感应电机可以设计为在所有或至少部分的这些同步谐波平面上有效地产生转矩和传输功率。通常，这些谐波平面可以彼此独立地处理。此外，这些谐波平面可配置为独立地传递能量和产生机械转矩。
37.应该注意的是，并非所有独立谐波平面在任何给定时间都在运行(即是活跃的)。例如，在九相或九绕组电机中，基波(一次)、三次、五次和七次谐波平面可以独立控制，但在一个特点时间不是所有这些谐波平面都控制来产生转矩。
38.还应注意，活跃谐波集的选择可能不是唯一的。例如，在替代实施例中，可以独立地控制基波(第一)、二次、三次和五次谐波平面。一些或所有这些谐波平面可用于产生功率和转矩。或者，可以控制谐波平面以获得更好的电流波形质量。例如，通过将二次谐波电流参考、三次谐波电流参考和五次谐波电流参考设置为零，可以改善电机电流的波形质量。此外，在具有九个绕组(九相)的dr电机中，基频电流、三次谐波频率电流和/或五次谐波电流(在各自的谐波dq坐标系中建模)可以产生相同方向和相同速度的旋转磁场。因此，可以控制这些谐波单个或多个同时传输能量和产生转矩输出。
39.在任何给定时间，可以选择一个或多个谐波平面传输功率和产生转矩，称之为活跃谐波平面。在整个描述中，这些活跃谐波平面可替代地称为活跃平面。可以将其他独立谐波平面中的电流参考设置为零(即为不活跃谐波平面)，以减少电机和/或逆变器中的谐波功率损耗。或者，可以不控制非活跃平面。在不同的运行条件下，活跃谐波平面的选择可以相应地改变，以改善电机、逆变器和/或系统的运行。
40.为了充分利用这样的系统的潜力，在多个谐波上实施协调的foc方法是有利的。图2图示了根据本发明的各种实施例的由多谐波foc方法控制的电机系统的框图该电机系统包括多相电机202和被配置为驱动多相电机202的多个逆变器204。在一些实施例中，多相电机202可以实现为动态配置(dr)感应电机。
41.电机系统的控制器包括多谐波电流控制块212、多谐波磁场定向控制块214、转矩指令块216和多谐波帕克和克拉克变换块218。如图2所示，多谐波电流控制块212包括多个电流调节器(例如，图2中所示的平面1、平面j和平面k的调节器)。多谐波电流控制块212还
包括占空比发生器。占空比发生器可以包括多谐波逆帕克和逆克拉克变换块。
42.多谐波帕克和克拉克变换块218被配置为接收检测到的相电流i11到imn，如图2所示。多谐波帕克和克拉克变换块218将相电流转换成多个正交同步坐标系的变量。更具体地说，多谐波帕克和克拉克变换块218通过合适的坐标变换方法，例如不同谐波频率的帕克和克拉克变换矩阵，将相电流转换成它们相应的dq坐标系变量。坐标变换方法是本领域公知的，在此不再赘述。
43.多谐波帕克和克拉克变换块218被配置为产生电流反馈信号，包括基波分量id1、iq1、直到k次谐波分量idk、iqk。k是系统的独立谐波平面的数量。多谐波park和clarke变换方法是一种坐标变换机制，用于在各个谐波平面上将相电流这样的交流波形转换位为各谐波平面相应dq坐标系中的直流值。
44.相电流具有各种谐波含量。多谐波帕克和克拉克变换矩阵包含每个感兴趣的谐波频率的三角函数。各种谐波频率的初始相位角可用于设置变量的相对位置，例如相应频率下气隙磁通的谐波分量。
45.需要注意的是，假设一个平衡的多相系统，相电流(或电压)的某一谐波频率下的谐波分量在相应的谐波平面上转换为dq坐标系的直流值，在其他谐波平面的dq坐标系里转化为零。换句话说，多谐波变换是一种滤波器，它去除了其他谐波分量，但将选定的谐波电流或电压转换为具有相同谐波阶次的谐波平面上的dq坐标系中的直流值。例如，在平衡的九相系统中，有四个独立的谐波平面。在一些实施例中，选择一阶(基波)、二阶、三阶和五阶谐波平面作为活跃平面。通过应用多谐波坐标变换，可以将相电流的基波分量转换为基波平面中的恒定d轴分量和恒定q轴分量。基波分量对二阶、三阶和五阶谐波平面中的dq变量的贡献为零。类似地，相电流中的三次谐波分量可以转换为三次谐波平面中恒定的d轴分量和恒定的q轴分量。三阶谐波分量对基波、二阶和五阶谐波中的dq变量的贡献为零。在这样的系统中，每个独立谐波平面上的电流分量可以独立于其他谐波平面上的电流进行控制。需要注意的是，这里存在一个系统约束，即电机的转子对于所有谐波平面都是通用的。转子可以将谐波平面耦合在一起，从而使控制作用混合和复杂。
46.可用谐波平面同步机制帮助分隔或同步不同谐波平面之间的动态过程。在感应电机中，滑差可在多谐波foc中的实现这种目的。在下面的描述中，谐波平面同步也被称为滑差同步。应当注意，也可以使用谐波平面之间的其他类型的同步，特别是对于非感应型电动机或发电机。
47.如图2所示，基波分量id1、iq1直到第k个谐波分量idk、iqk馈入多谐波磁场定向控制块214以实现磁场定向控制。控制块214输出各谐波平面中的电流参考，表示为基波平面上的分量id1r、iq1r直到第k平面上的谐波分量idkr、iqkr，以及各种谐波平面的电角度参考θ1至θk。此外，这些角度输出变量被馈送到多谐波电流控制块212以产生用于控制多个逆变器204的占空比信号。
48.如图2所示，多谐波磁场定向控制块214被配置为从转矩指令块216接收转矩指令信号tr。转矩参考输入代表系统输出。系统输出可以是电机的功率或合适的参数。转矩参考输入可以来自转矩命令。或者，转矩参考输入可以来自控制系统中的速度调节器或位置调节器的输出。转矩参考值的变化不仅会导致电流参考值发生变化，还可能导致滑差变化，从而影响每个活跃谐波平面中的电角度。
49.传统感应电机foc控制的一个重要方面是使用电流和/或磁通信息计算滑差或滑差频率。在感应电机的多谐波磁场定向控制中，每个谐波平面的滑差sj应该是idj和iqj的函数，也可能与其他电机参数有关。因为一个活跃谐波平面的滑差必须与电机实际滑差相同才能在该平面上产生转矩，为保持所有活跃谐波平面中的滑差大致相同，需要在每个谐波平面中建立励磁和转矩分量的协同变化，即idjr和iqjr可以通过确定的关系同步变化。在稳态或缓慢变化的运行模式下，谐波平面中的磁链可以被认为与电流的励磁分量成正比。滑差方程可以简化为：
50.s＝ksj
×
iqj/idj
ꢀꢀꢀ
(1)
51.在方程(1)中，j表示第j个谐波。ksj是第j个谐波平面中的常数，主要由电机参数，特别是转子电磁时间常数决定。s在任一给定时间都是常数，但s可以随时间变化。例如，s可能会随着运行条件的变化而变化。s可以结合系统的整体运行来确定。ksj可能会跟随运行参数，如所需的转矩、速度、直流链路电压和各种谐波平面中的电流而变化。在实际应用中，虽然可以通过多个谐波平面对应的多个谐波频率的电流分量产生机械转矩，但是某个谐波频率下产生的转矩可能更大。该谐波频率可作为主频率处理，该频率对应的谐波平面可作为主谐波平面处理(电机电流中的实际频率取决于电机速度)。为了简化控制，s可以由主谐波平面中的参数决定(主平面由系统要求控制，例如转矩/速度需求和效率优化)。如有必要，在此过程中还可以考虑其他因素，例如磁饱和、直流链电压利用率、功率损耗等。滑差同步块可用于使不同谐波平面的滑差相同。滑差同步块用于建立idjr与iqjr或iqj的关系。foc中稳态滑差计算的基本公式可以简化为：
52.s＝ksj
×
iqj/idj
ꢀꢀꢀ
(2)
53.方程(2)中，ksj是对应于各种电机参数的常数，iqj和idj可以是j个谐波平面dq坐标系中的实际d轴电流和q轴电流、电流参考值或其组合。idj与第j个谐波平面中的磁链有关。idj也可以由代表磁链的变量代替。一个重要的方面是，通过等式(2)，可以根据已知变量计算第i个谐波平面的电流参考值。
54.滑差计算中参数的不同选择可用于实现不同的性能目标或优化重点。需要注意的是，ksj在不同的谐波平面上可能有不同的值。如果将主谐波平面表示为“nth”平面，则其他谐波平面中的电流参考之间的关系可以简化为：
55.ksj
×
iqj/idj＝ksn
×
iqn/idn
ꢀꢀꢀ
(3)
56.本质上，滑差同步使转矩分量与每个谐波平面中的磁场强度或励磁电流大致成正比。因此，不同谐波平面之间的动态更好地同步。
57.需要说明的是，滑动同步块可以是也可以不是一个物理上独立的功能块。例如，滑动同步块可以在软件编码或硬件实现中与其他控制手段集成。
58.在将滑差或滑差频率控制为正确值的情况下，可以计算出图2中所示的电角度θ1到θk并将其馈送到多谐波帕克和克拉克变换块218以将相电流和/或电压转换为各谐波平面中的dq分量。此外，如图2所示，可以将电角度θ1到θk馈送到多谐波电流控制块212，通过使用逆park和clark变换将dq分量转换回各相的参数(例如，每相开关的占空比以控制逆变器)。
59.电机的总转矩是各个活跃谐波平面中所有谐波产生的转矩之和。总转矩可以计算为：
60.t＝∑tj
ꢀꢀꢀ
(4)
61.在方程(4)中，tj是第j个谐波平面产生的机械转矩。在稳态下，tj与第j个谐波平面中电流的励磁和转矩分量成正比。在感应电机中，稳态转矩可以表示为：
62.tj＝ktj
×
idj
×
iqj
ꢀꢀꢀ
(5)
63.在方程(5)中，ktj是由各种电机参数确定的转矩系数。ktj可能与ksj有关。idj是第j个谐波的d轴电流(通常表示例磁分量)。iqj是第j个谐波的q轴电流(通常表示转矩分量)。在瞬态过程中，与相应的磁链类似，tj也受由转子电磁时间常数定义的惯性的影响。在快速过渡过程中，电机产生的转矩必须考虑由转子电磁时间常数定义的惯性，因此需要修改电流参考以反映电磁惯量。下面将以极数变化控制为例详细讨论修改电流参考。
64.在多谐波磁场定向控制块214中，可以对基频和其他谐波频率实施磁场定向控制。例如，多谐波磁场定向控制块214可以考虑基频分量并生成基波电流参考id1r和iq1r。此外，多谐波磁场定向控制块214可以考虑谐波频率分量并生成j个谐波平面的电流参考idjr和iqjr，以及k个谐波平面的电流参考idkr和iqkr。id1r、iq1r、idjr、iqjr、idkr和iqkr被馈送到多谐波电流控制块212，如图2所示。
65.如图2所示，多谐波电流控制块212被配置为产生占空比d11-dmn。如图2所示，多谐波电流控制块212包括多个电流调节器和占空比发生器。占空比发生器包括多谐波逆帕克和逆克拉克变换块。多谐波电流控制块212被配置为接收来自多谐波磁场定向控制块214的参考电流信号和来自多谐波帕克和克拉克变换块218的检测到的电机电流信号。基于这些信号，多谐波谐波逆帕克和逆克拉克变换块相应地确定占空比d11-dmn。
66.可以将多谐波foc配置为在不同的运行条件使用。下面将参照图3-14详细描述细节。
67.图3示出了根据本发明的各种实施例的由包括饱和缓解特征的多谐波foc方法控制的电机系统的框图。图3的框图与图2的框图类似，不同之处在于包括了一个饱和缓解块以避免或减轻电动机/发电机的磁饱和。
68.由于电机中的磁性材料具有有限的饱和水平，为了避免磁路饱和，或在饱和极限下增加功率/转矩能力，需要将谐波电流注入绕组电流的励磁分量中。在一些实施例中，可以使用幅值合适的三次谐波，有时也使用幅度合适的五次谐波、七次谐波或甚至更高次的谐波分量。根据foc方法，当使用谐波频率的励磁分量时，最好将相应的转矩分量添加到相同谐波频率的电流中，以产生与基波同方向的转矩。然而，可以通过谐波电流的相对相位来控制谐波频率磁通量的位置，以降低电机不同部分的磁饱和水平，例如电机的齿部或轭部。在这种模式下，主谐波平面(由“n”表示)被选为基波平面，其他(主要是3次)谐波平面中的励磁分量参考idjr通过饱和缓解块被确定为idnr(idn的参考)的一个合适的比例，如图3所示。
69.需要说明的是，饱和缓解块可以是或不是物理上独立的块。例如，饱和缓解块可以在软件编码或硬件实现中与其他控制特征集成。
70.图4示出了根据本发明的各种实施例的由多谐波foc方法和谐波注入方法的组合控制的电机系统的框图。图4的框图与图2的框图类似，只是采用了谐波注入方法来进一步提高电机系统的性能。
71.可以将谐波分量注入电机控制中来增加转矩/功率输出或效率。当连接到电机绕组的逆变器的输出达到其电压限制时，如果添加三次谐波等谐波，电机绕组电压的基波分量也可以增加。当输出电压接近极限，电机电流开始失控时，电压形状可以变为梯形。电压的平坦部分可以通过允许最大占空比的pwm控制产生，或者通过在相应的时间内使相应的开关保持在导通状态来产生。在这种运行模式下，电机电流有来自各谐波频率的分量。通过多谐波dq变换，可以获得绕组电流的dq分量。d分量(即各谐波频率下的励磁分量)可用于foc(例如，使sj与转矩要求成比例)来计算相应的q分量参考。由于可能无法完全控制电流，因此可以仅使用主谐波平面中的参数来确定滑差。这使得多谐波foc表现为多谐波的滑频控制机制。在这种工作模式下，系统通过pwm发生器中开关占空比中的谐波将谐波分量加入绕组电压中，检测谐波电流的存在，并有意识地调整各谐波平面中的转矩分量。如图4所示，谐波被注入到各占空比信号中。
72.图5示出了根据本发明的各种实施例的通过使用电压波形作为控制变量的多谐波foc方法控制的电机系统的框图。图5的框图类似于图4的框图，不同之处在于使用所需的电压波形来控制电机系统。
73.在运行中，当电流不可控时，可以使用pwm调制器中的所需电压波形(例如，梯形或矩形)根据主谐波电流来调整滑差。如图5所示，可以将所需的电压波形添加到多谐波逆帕克和逆克拉克变换块中以调整滑差。
74.应该注意的是，图3所示的饱和度减缓功能也可以与上面关于图5描述的控制方法结合使用。
75.图6图示了根据本发明的各种实施例的由另一种多谐波foc方法控制的电机系统的框图。图6的框图与图2的框图类似，不同之处在于不同谐波平面中的滑差大致相同。
76.图6所示的foc方法可用于同时从存在的多个谐波频率获得转矩输出。由于许多因素，同时从不同频率获得总转矩可能是有利的。电机中总是存在一些非线性效应。例如，由于电机的磁性能，电流中总会有一些谐波成分。当励磁分量中存在一个谐波分量时，无论是有意的还是非线性的，只要该谐波平面可控，就可以根据滑差同步原则加入相同谐波频率下呈比例的转矩分量。这样既可以提高电机的机械输出，又可以提高效率。在这种工作模式下，系统检测谐波电流的存在，有意调整各个谐波平面的转矩分量，使不同谐波平面产生转矩。在滑差计算中，应更多地使用检测到的励磁电流或磁链，而不是这些变量的参考值。
77.需要说明的是，上述方法可用于感应电机，其中磁场由绕组电流产生。或者，该方法可用于磁场不仅由绕组电流控制的其他电机，例如永磁电机，其中磁场也由磁铁的存在和形状决定，或开关/同步磁阻电机，其中磁性还受其他磁性部件的形状及其任意组合的影响。在这些电机中，绕组电流可以根据电机磁场来控制，而其电机磁场自然具有谐波含量。这可以被认为是优化不同运行条件下的绕组电流波形以提高转矩或功率输出，或优化功率损耗或效率的一种方式。
78.应当注意，图3中所示的饱和缓减轻功能也可以与上面图6描述的控制方法结合使用。
79.图7示出了根据本发明的各种实施例的转矩参考改变控制方案的第一实施方式的一些示例性波形。图7的横轴代表时间间隔。可能有六个垂直轴。第一纵轴y1代表第一谐波平面的参考转矩。第二垂直轴y2代表第二谐波平面的参考转矩。第三纵轴y3表示第一谐波
平面的id电流参考。第四个垂直轴y4表示第一谐波平面的iq电流参考。第五纵轴y5表示第二谐波平面的id电流参考。第六纵轴y6代表第二谐波平面的iq电流参考。
80.图7说明了可用于实现极数变化的平滑转矩转移控制方案。由于可以在多个谐波平面上控制电机的能量传递和转矩产生，因此控制不同谐波平面之间的转矩和功率的转移也很重要。当控制变量的变化相对较小时，变化可以是瞬时的。当转移的转矩很大时，例如在极数变化中，谐波平面中的转矩几乎完全转移到另一个谐波平面时，希望能平滑地转移转矩以避免电机系统中的大扰动和转矩中断。图7显示了第一谐波平面(移出平面)和第二谐波平面(移入平面)之间的转矩转移控制过程。如图7所示，两个谐波平面中转矩参考和电流参考的变化是逐渐且相当平滑的。
81.应该注意的是，虽然图7中显示的是线性变化，但非线性变化也是可以的，有时也是需要的。此外，虽然显示的变动是同时发生的，但这些更改可能会有一定的偏移。换言之，图7中所示的时间关系本质上是近似的。特别是在dr感应电机中，电机的极数由绕组电流决定，或更准确地说，由绕组电流的励磁分量决定，一个谐波电流产生的极数与谐波的阶数成比例。如果基波电流在电机气隙中产生具有p对极的磁场，则第j次谐波电流在气隙中产生具有(j
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p)对极的磁场。dr电机技术允许电机中同时存在多个谐波的磁场，通过控制谐波电流的相对比例，可以优化电机性能。
82.在t0之前，系统在第一谐波平面中以第一模式工作，转矩参考值为t。如图7所示，idr1不等于0。idr1在具有p1极对的气隙中建立磁场。在t0时刻，变极过程开始以将极数从p1变为p2，第二谐波平面将作为活跃或主谐波平面来提供功率和转矩。为了保持总转矩几乎恒定以避免或减少对系统的干扰，可以逐渐减小来自第一谐波平面的转矩，同时逐渐增加来自第二谐波平面的转矩输出，如图7所示。参考信号t1r与t2r在变极过程中呈线性变化。在备选实施例中，t1r和t2r也可以非线性变化，并且可以利用t1r和t2r的形状来优化一些性能参数。随着转矩参考值变化，第一谐波平面的电流参考值id1r和iq1r以及第二谐波平面的id2r和iq2r也相应变化。
83.在t1，即t0 tc(tc为变极时间)，t1r为0，t2r等于t，第二谐波平面接管所有输出，完成极数变化过程。在此期间电流参考的形状可能不同(以线性形状为例说明变化，不代表实际波形)。
84.图8示出了根据本发明的各种实施例的实施极改变过程的示例性foc控制系统。dr电机的极数变化是一个特殊的瞬态过程。图8说明了多谐波foc如何在极数变化过程中运行，并特别考虑到不同谐波平面中的动态在极数变化瞬态期间通过滑差同步进行解耦。作为一个特定的例子，极数变化被认为是从某一主谐波平面上的一种工作状态到不同主谐波平面的另一种工作状态的转变，并且使用多谐波foc来平滑地控制这种转变。
85.假设在第一运行状态下，电机在具有p1极对的第一模式中由第一主谐波驱动，并且电机可被配置为在具有p2极对的第二要谐波电流的第二模式下运行。在多谐波foc控制中，该极数变化过程可以主要体现为不同谐波平面之间的转矩和励磁电流参考值的变化。
86.图9示出了根据本发明的各种实施例的转矩参考改变控制方案的第二实施方式的一些示例性波形。图9中所示的波形与图7中所示的波形相似，不同之处在于用了非线性函数来实现非线性电流变化。
87.如果变极时间远大于转子电磁时间常数或者在一个过渡过程期间中可以忽略
的影响，则可以假设包括励磁分量参考id1r和id2r在内的电流变化相对较慢，因此引起的惯性不显着，可以忽略。电流参考值id1r和iq1r可以成比例变化，因此在第一谐波平面中计算的滑差s1和在第二谐波平面中计算的s2大致相同。有多种方法可以在一个过渡过程期间改变控制变量的参考值，下面列出了一些例子。
[0088][0089][0090][0091][0092][0093][0094]
在上面的方程中，sqrt是平方根函数。id10是t0时id1的值，iq10是t0时iq1的值，产生电机转矩t。id21和iq21是id2和iq2在t1时的值，在极数变化过程完成后产生所需的转矩t。请注意，如果需要，t可以在变极过程中发生变化。t的变化会使t1r和t2r按比例发生变化，从而引起id1r、iq1r、id2r和iq2r相应变化。在该方案中，电流参考值非线性改变，这可以通过微控制器(mcu)中的查表轻松实现。在这个解决方案中，所有电流参考值都是非线性变化的。可用不同的非线性函数来实现非线性电流变化。
[0095]
图10示出了根据本发明的各种实施例的转矩参考改变控制方案的第三实施方式的一些示例性波形。图10中所示的波形与图9中所示的波形相似，不同之处在于至少有一些参考电流在此过程中呈线性变化。引用可以表示为：
[0096][0097][0098][0099][0100][0101][0102]
如图10所示，id2r和iq2r呈线性变化。图10中所示的线性变化可以简化foc方法的实现。
[0103]
图11示出了根据本发明的各种实施例的转矩参考改变控制方案的第四实施方式的一些示例性波形。图11中所示的波形与图9中所示的波形相似，不同之处在于电流参考包
括三角函数。引用可以表示为：
[0104][0105][0106][0107][0108][0109][0110]
这些三角函数可以作为mcu中的查表来实现。如图11所示，所有变量都平滑地变化。这有利于电机的性能。例如，这种实现可以提高电机的效率。
[0111]
在图9-11所示的三种解决方案中，每种情况都使用了一组转换函数。每组方程中的前三个函数是降低正在进行的谐波平面的转矩的下降过渡函数，而后三个函数是增加进入的谐波平面的转矩的上升过渡函数。由于d分量和q分量参考值在一个过渡过程期间按比例变化，因此根据foc控制算法，在此过程中滑差不会发生变化。
[0112]
图12示出了根据本发明的各种实施例的实施快速换极过程的示例性foc控制系统。图12的框图类似于图2所示的框图，不同之处在于添加了带有参考值修正项的极变块，以提高快速过渡过程(例如快速变极过程)中的系统性能。
[0113]
如果极数变化过程等瞬态相对于电机转子电磁时间常数较快，且转子电磁时间常数不能忽略，那么电机和控制系统的动态就变得更加复杂。为了确保谐波平面中产生的转矩准确地遵循其参考，需要补偿由表示的转子电磁惯性的影响。实现这一点的一种方法是添加所需磁链(和相应的励磁电流idjr')的时间导数项，作为活跃谐波平面上其相应励磁分量参考值idjr的的修正项。第j个谐波平面的时间导数修正项idjm可以计算为：
[0114][0115]
在方程(24)中，idjr
′
是假如没有转子电磁惯性时，换极过渡过程期间idj的参考值，其可以采用上面对于图9-11讨论过的方程的形式。
[0116]
在运行中，idjm的值在移出和移入谐波平面上都应该是有限的。这可能会排除一些在其他方面认为可行的解决方案。例如，上面讨论的图9所示的解决方案和图10所示的解决方案可能不适用于某些应用，因为在一个过渡过程期间的某些时间点，iq1r或iq2r的时间导数是无限的，尽管可以被限制器限制，但导致误差，这是不可取的。另一方面，图12所示的解决方案是一个合适的选择，因为选择的转换函数的导数的值是有限的。可能还有其他解决方案满足这个有限导数要求。在这些示例解决方案中，通过同步两个谐波平面中的d分量和q分量之间的电流参考变化，其中移入平面的磁场强度和转矩将随着上升过渡函数而增加，而移出谐波平面的磁场强度和转矩随着递减的过渡函数而减小，变极过程可以从具有p1对极的一种模式平滑过渡到具有p2对极的另一种模式。
[0117]
这些解决方案的一个重要优点是，即使在快速转换期间，不同活跃谐波平面中的滑差与变化之前的值大致相同。因此，通过多谐波foc技术可以在变极这样的大动态期间保持良好的系统性能。变极更改过程完成后，可能需要更改滑差以匹配更改后的运行条件。特别是，如果转矩要求发生了显着变化，则应调整滑差以匹配转矩要求。滑差变化可以与活跃谐波平面中的电流参考值和转矩参考变化值同时进行协调。其关系可以表示为：
[0118][0119]
通过在所有活跃谐波平面中同时将转矩参考值与转矩分量电流和励磁分量电流参考值同步，可以相应地调整所有活跃谐波平面中的滑差和滑差频率。这样，变极过程这样的转矩变化很大的复杂可以分为两个步骤。第一步是简单变极步骤，无需调整滑差。第二步是滑差调整步骤。需要说明的是，根据不同的应用和设计需要，也可以在简单变极步骤之前进行滑差调整步骤。
[0120]
这样的变极控制技术可以扩展到其他需要快速磁场变化的大型过渡过程中。例如，它可以用于感应电机的效率优化算法，其中励磁电流需要大而快速的调整以响应转矩需求的大变化。图9-11所示解中的过渡方程可用于协调不同谐波平面的大变化。一个大的变化可以分为多个步骤，包括滑差调整步骤。
[0121]
图13示出了根据本发明的各种实施例的转矩参考改变控制方案的第五实施方式的一些示例性波形。图13中所示的波形与图9中所示的波形类似，不同之处在于，在一个过渡过程期间，在转矩参考减小的下降谐波平面，d轴电流参考逐渐减小，而q轴电流参考保持恒定直到过渡结束，而在转矩参考增加的上升谐波平面，d轴电流参考逐渐增加，而q轴电流参考在过渡开始时突然增加。这种转换模式在感应电机中发挥了优势，其中绕组电流的转矩分量变化非常快，但磁链只能缓慢变化。这是实现变极的有效方法。
[0122]
在只有一个活跃谐波平面，因此转矩和/或电流变化具有更大的实现自由度的运行中，可能不需要同步不同谐波平面中的动态。在这种情况下，这种控制方案使转矩快速平稳地达到新的目标。此外，可以仅使用线性过渡函数来实现递增和/或递减过渡，并且转子电磁惯性也可以通过参考修正器来补偿。这是一种以线性方式实现转矩变化的简单方法。一个例子如下：
[0123][0124][0125][0126]
iq1r＝iq10
ꢀꢀꢀ
(29)
[0127][0128][0129]
[0130]
iq2r＝iq20
ꢀꢀꢀ
(33)
[0131]
图13显示了基于上述方程的上升和/或下降过渡。t是过渡的转矩变化。在此过程中，谐波平面的转矩可能从零开始或变为零。转换函数可以很容易地操作以反映实际需求。在图13中，t1方程组(图13中的y1、y3和y4)为上升转移函数，t2方程组(图13中的y2、y5和y6)为下降转移函数。t1方程组和t2方程组也可以同时使用以在多个谐波平面上开始一个过程，例如变极过程。t1组方程和t2组方程可以在一个谐波平面上单独使用。例如，在一个谐波平面中，当转矩需求减小时可以使用t1方程组，当转矩需求增大时可以使用t2方程组。
[0132]
图13所示，在一个过渡过程期间，d轴励磁分量电流参考可以有时间导数修正项，这里该修正项是与成正比且与tc成倒数的常数值。下降过渡函数中的q轴转矩分量参考直到过渡结束才改变，而上升过渡函数中q轴转矩分量参考的变化是在过渡开始时施加的。只要这些平面上的转矩沿相同方向变化(例如，同时增加或减少)，这组过渡函数也可以扩展以用于在多个谐波平面中的过渡过程。使用这种控制方案，如果需要，所有谐波平面上的转矩变化可以分为两组。一组包括在一些谐波平面上的转矩增加，另一组包括在其他谐波平面上的转矩减小。这样，这两组的变化可以分两步依次进行，每步参考值变化的方向相同。
[0133]
需要说明的是，图13所示的实现方式可能比较简单。但是，性能应该比使用三角函数的解决方案差。例如，功率损耗可能相对较高，并且在过渡开始和结束时，随着励磁电流参考的突然变化，干扰也可能稍微高一些。
[0134]
图9-11中所示解决方案中的过渡函数也可用于同时协调多个谐波平面上的所有转矩变化，就如与上述图13类似的方式可以协调增加或减少一个或多个谐波平面的转矩。
[0135]
图14示出了根据本技术的各种实施例的应用foc方法来控制图1所示的电机系统的流程图。图14所示的流程图仅为示例，不应过度限制权利要求的范围。本领域的普通技术人员会认识到有许多变化、替代和修改。例如，可以添加、移除、替换、重新排列和重复如图14中所示的各种步骤。
[0136]
方法1400开始于步骤1402。在步骤1402，多谐波foc用于一个实际系统中，在该系统中，由于转矩要求或速度的需求的大变化而需要进入一个da1的过渡过程。
[0137]
在步骤1404，通过考虑系统要求和运行状态，包括是否需要缓解饱和或通过谐波注入增加转矩，选择活跃谐波平面。转矩需求可在活跃谐波平面之间适当分配。
[0138]
在步骤1406，在活动谐波平面中，选择主谐波平面。在步骤1408，使用谐波平面同步技术计算初始电流参考。滑差同步可用于感应电机。滑差在这一步不变。
[0139]
在步骤1410，控制器确定是否需要改变极数。如果需要变极，则方法1400进行到步骤1412。否则，方法进行到步骤1414。在步骤1412，启动变极过程。为移出和移入的主谐波平面选择正确的转换函数。在执行步骤1412之后，该方法进行到步骤1414。
[0140]
在步骤1414，控制器确定在任何其他谐波平面中励磁电流是否需要大的改变。如果需要大的变化，方法1400进行到步骤1416。否则，方法进行到步骤1418。在步骤1416，转矩增加和减少变化可以用适当的转换函数同时实施。或者，可以通过分多步分别应用上升转换函数和下降转换函数，依次实现转矩增减变化。在执行步骤1416之后，该方法进行到步骤1418。
[0141]
在步骤1418，执行当前参考改变。在步骤1420，控制器确定是否需要调整活跃平面
中的转矩和励磁分量的比率以调整滑差。如果需要调整这些比率，则方法1400进行到步骤1422，否则，方法进行到步骤1424，在此方法1400结束。在步骤1422，进一步调整电流参考。
[0142]
需要注意的是，变极、励磁电流大变化、滑差调整等步骤，可根据需要重新安排不同的顺序。增加励磁电流的动作可尽早开始，因为更多的励磁电流有助于使动态更快更稳定。
[0143]
上面公开的多谐波foc技术可以应用于各种多相电机。但是，对于不同的电机，同步机制可能会有所不同。例如，在同步电机中，对于每个活跃谐波平面，定子电流的转矩和/或励磁分量可以设置为与定子，气隙或转子中相同谐波次数的磁场强度的幅度成比例(磁场是由磁铁或励磁绕组产生的)，或用于选择性降低磁路各部分的磁饱和。
[0144]
尽管已经详细描述了本发明的实施例及其优点，但是应当理解，在不脱离所附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，可以进行各种改变、替换和变更。
[0145]
此外，本技术的范围不旨在限于说明书中描述的过程、机器、制造、物质组成、手段、方法和步骤的特定实施例。如本领域的普通技术人员将从本发明的公开内容中容易地理解的是，根据本发明可以使用目前存在或以后将要开发的，执行与本文描述的相应实施例基本相同功能或达到基本相同的效果的过程、机器、制造、物质组成、手段、方法或步骤。因此，所附权利要求旨在在其范围内包括此类过程、机器、制造、物质组成、手段、方法或步骤。
[0146]
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。