一种无桥功率因素校正控制电路的制作方法

1.本发明涉及电路技术领域，具体涉及一种无桥功率因素校正控制电路。


背景技术：

2.功率因素是指有效功率与视在功率之间的比值，功率因素是用来衡量用电设备的用电效率的参数，通过功率因素的大小可以衡量电力被有效利用的程度，功率因素越大则表示电力的利用率越高。因此，可以通过相应的电路对功率因素的调节来提高用电设备的电力利用率，即功率因素校正电路(power factor correction)。
3.目前电力电子装置的大量频繁使用给电网造成了很严重的谐波污染，因此必须引入pfc(功率因数校正)电路来降低电网中的谐波污染。
4.而为提高转换效率，无桥pfc电路被设计出来并逐渐成为研究的热点。相对于传统的pfc电路，无桥pfc电路略掉了前端的整流桥，减少了二极管的通态损耗，提高了转换效率。如图1为一种现有的无桥pfc电路的电路原理图，其设有两个开关管s1，s2和两个续流二极管d1，d2，通过控制电感l1电流，使无桥pfc电路的输入电流的波形跟随输入电压的波形，达到功率因数校正的目的。然而该电路的问题是：采用临界连续(crm)控制且负载较轻时，输入侧电网ln电压过零附近处的工作频率较高，如此会使得系统emi以及控制设计变得复杂。如果顾及了输入侧电网ln电压较低处的频率，那么就会使得满载不能够充分高频化，而高频化设计主要针对满载和功率较重的地方，因此现有技术不利于高频化设计。
5.因此，亟待一种能够适合高频化设计的无桥功率因素校正控制电路。


技术实现要素：

6.本发明的目的是针对现有技术中存在的上述问题，提供了一种无桥功率因素校正控制电路。
7.为了实现上述发明目的，本发明采用了以下技术方案：一种无桥功率因素校正控制电路包括输入侧电网、电感、第一滤波电容、第二滤波电容、第三滤波电容、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、电流采样器及控制电路；所述输入侧电网的l端依次连接所述电感、所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管、所述第四开关管、所述第三滤波电容、所述第四二极管、所述电流采样器及所述输入侧电网的n端；所述第一开关管与所述第二开关管反向串联，且所述第一二极管分别连接所述电感和所述第一开关管，所述第二二极管分别连接所述第二开关管和所述第三开关管；所述第二滤波电容的正极分别连接所述第一二极管和所述第二二极管，负极分别连接所述第四开关管和所述第三滤波电容的正极；所述第三二极管一端连接所述第一开关管，另一端连接所述第三滤波电容的负极；所述第四二极管一端分别连接所述第二二极管、所述第二开关管、所述第三开关管及所述电流采样器，另一端分别连接所述第三二极管和所述第三滤波电容的负极并接地；所述第一滤波电容分别连接所述输入侧电网的l端和n端；
8.所述控制电路分别连接所述输入侧电网、所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管、所述第四开关管、所述第二滤波电容、所述第三滤波电容、所述第四二极管及所述电流采样器，用于获取电路各器件的电压电流数据，从而控制各开关管的通断实现功率因素校正控制；
9.电路工作在变频临界连续模式。
10.工作原理及有益效果：1、与现有技术相比，本技术通过对各开关管的控制，尤其是对第三开关管和第四开关管的控制，可以在输入侧电网输入电压较低时，大幅增加开关周期，以使得大幅降低开关频率，从而实现降低输入侧电网输入电压较低处的开关频率，最终实现易于实现高频化设计的效果。
11.进一步地，当所述输入侧电网的输入电压低于设定值，且所述输入侧电网处于正半周时，若所述第一开关管和所述第二开关管导通，则电流从所述输入侧电网的l端流过所述电感、所述第一二极管、所述第二滤波电容、所述第四开关管及所述第三开关管回到所述输入侧电网的n端；当所述输入侧电网的输入电压低于设定值，且所述输入侧电网处于正半周时，若所述第一开关管和所述第二开关管关断，则电流从所述输入侧电网的l端流过所述电感、所述第一二极管、所述第二滤波电容、所述第四开关管及所述第三开关管回到所述输入侧电网的n端。
12.进一步地，当所述输入侧电网的输入电压低于设定值，且所述输入侧电网处于负半周时，若所述第一开关管和所述第二开关管导通，则电流从所述输入侧电网的n端流过所述第二开关管、所述第一开关管及所述电感回到所述输入侧电网的l端；当所述输入侧电网的输入电压低于设定值，且所述输入侧电网处于负半周时，若所述第一开关管和所述第二开关管关断，则电流从所述输入侧电网的n端流过所述第三开关管、所述第四开关管、所述第三滤波电容、所述第三二极管及所述电感回到所述输入侧电网的l端。
13.进一步地，当所述输入侧电网的输入电压高于设定值时，所述第三开关管和所述第四开关管维持关断状态。
14.进一步地，所述控制电路包括运算放大器、乘法器、第一取绝对值电路、第二取绝对值电路、第一比较器、第二比较器、rs触发器及与门；
15.所述运算放大器的反相端接入所述第二滤波电容和所述第三滤波电容的电压信号，同相端接入参考电压，输出端连接所述乘法器；
16.所述乘法器分别接入所述运算放大器的输出信号和所述第一取绝对值电路的输出信号，且该乘法器的输出端连接所述第二比较器的反相端；
17.所述第一取绝对值电路接入所述输入侧电网的l端和n端电压差值信号并输出绝对值信号，该第一取绝对值电路的输出端分别连接乘法器和所述第一比较器的反相端；
18.所述第一比较器的同相端接入设定值，且该第一比较器的输出端连接所述与门；
19.所述第二比较器的同相端连接所述第二取绝对值电路的输出端，该第二比较器的输出端连接所述rs触发器；
20.所述第二取绝对值电路接入所述电流采样器；
21.所述rs触发器分别连接zcd信号、所述第一开关管和所述第二开关管及所述与门；
22.所述与门连接的输出端连接所述第三开关管和所述第四开关管。
23.进一步地，当所述电感电流断续时，zcd信号置高，置位所述rs触发器，该rs触发器
的g端输出gon信号高电平，端输出ngon信号低电平。
24.进一步地，当所述第二取绝对值电路输出的信号大于所述乘法器输出的信号时，所述第二比较器输出高电平，复位所述rs触发器，该rs触发器的g端输出gon信号低电平，端输出ngon信号高电平。
25.进一步地，当所述输入侧电网的输入电压高于设定值时，所述第一比较器输出低电平，所述与门输出低电平，所述第三开关管和所述第四开关管始终关断。
26.进一步地，所述运算放大器采用负反馈控制。
27.进一步地，所述输入侧电网的输入电流等于所述电感的平均电流，所述输入电流正比于输入电压。
附图说明
28.图1是现有技术的电路示意图；
29.图2是本发明的电路示意图；
30.图3是本发明控制电路的示意图；
31.图4是本发明输入侧电网处于正半周时的电路各部件的工作波形图；
32.图5是本发明输入侧电网处于负半周时的电路各部件的工作波形图。
具体实施方式
33.下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
34.图1为现有boost pfc电路。其存在采用临界连续(crm)控制且负载较轻时，输入侧电网ln电压过零附近处的工作频率较高的问题，如此会使得系统emi以及控制设计变得复杂，如果顾及了输入侧电网ln电压较低处的频率，那么就会使得满载不能够充分高频化，而高频化设计主要针对满载和功率较重的地方，因此现有技术不利于高频化设计。
35.因此本技术提出了以下实施例：
36.实施例1，
37.如图2所示，本无桥功率因素校正控制电路包括输入侧电网ln，第一滤波电容cx1、第二滤波电容co1、第三滤波电容co2，电感l1，第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3、第四二极管d4，第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3、第四开关管s4、电流采样器ct1及控制电路。
38.其中，输入侧电网ln分为l端和n端，其l端和n端的电压差值为v
ln
，l端分别连接电感l1的第一端和第一滤波电容cx1的第一端，n端分别连接第一滤波电容cx1的第二端和电流采样器ct1的第一端；
39.第一滤波电容cx1第一端连接l端，第二端连接n端；
40.第二滤波电容co1的正极分别连接第一二极管d1的第二端和第二二极管d2的第二端，该第二滤波电容co1的负极分别连接第四开关管s4的第二端和第三滤波电容co2的正
极；
41.第三滤波电容co2的正极分别连接第四开关管s4的第二端和第二滤波电容co1的负极，该第三滤波电容co2的负极分别连接第三二极管d3和第四二极管d4的第一端并接地设置；
42.电感l1的第一端分别连接l端和第一滤波电容cx1的第一端，电感l2的第二端分别连接第一二极管d1、第一开关管s1的第一端以及第三二极管d3的第二端；
43.第一二极管d1的第一端连接电感l1的第二端、第一开关管s1的第一端以及第三二极管d3的第二端，第一二极管d1的第二端分别连接第二二极管d2的第二端以及第二滤波电容co1的正极；
44.第二二极管d2的第一端连接第二开关管s2的第二端、第三开关管s3的第一端、第四二极管d4的第二端以及电流采样器ct1的第二端，第二二极管d2的第二端分别连接第一二极管d1的第二端以及第二滤波电容co1的正极；
45.第三二极管d3的第一端分别连接第四二极管d4的第一端、第三滤波电容co2的负极并接地设置，第三二极管d3的第二端分别连接电感l1的第二端、第一开关管s1的第一端以及第一二极管d1的第一端；
46.第四二极管d4的第二端分别连接电流采样器ct1的第二端、第二开关管s2的第二端、第三开关管s3的第一端以及第二二极管d2的第一端，第四二极管d4的第一端分别连接第三二极管d3的第一端、第三滤波电容co2的负极并接地设置；
47.第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3以及第四开关管s4串联设置，其中第一开关管s1和第二开关管s2作为功率开关管，反向串联，因此第一开关管s1和第二开关管s2导通时，电流可以双向流动，关断后电流双向截止。
48.根据上述电路，若第三开关管s3和第四开关管s4关断，当输入侧电网ln电压处于正半周，即v
l
》vn时，当第一开关管s1和第二开关管s2导通，电流从l端流过电感l1，第一关管s1，第二开关管s2回到n端，励磁电压为
49.当第一开关管s1和第二开关管s2关断时，电流从l端流过电感l1，第一二极管d1，第二滤波电容co1，第三滤波电容co2，第四二极管d4回到n端，复位电压为
50.而当输入侧电网ln电压处于负半周，即vl《vn时，当第一开关管s1和第二开关管s2导通，电流从n端流过第二开关管s2，第一开关管s1，电感l1回到l端，励磁电压为
51.当第一开关管s1和第二开关管s2关断时，电流从n端流过第二二极管d2，第二滤波电容co1，第三滤波电容co2，第三二极管d3，电感l1回到l端，复位电压为
52.因此输入侧电网ln的输入电压为
53.根据以下公式分别计算开关管实时开关周期：
[0054][0055][0056]
ts(x,virms)＝ton(x,virms) toff(x,virms)；
[0057][0058]
其中，v
irms
为输入侧电网ln输入电压有效值，sin(x)表征正弦波，i
pl1
(x)为电感l1的峰值电流，t
on
(x,v
irms
)为第一开关管s1和第二开关管s2的实时导通时间，t
off
(x,v
irms
)为续流管实时导通时间，ts(x,v
irms
)为实时开关周期，其中续流管取决于为输入侧电网ln是正半周或负半周，正半周分别是第一二极管d1和第四二极管d4，负半周分别是第二二极管d2和第三二极管d3。
[0059]
因此需要设定一个值，即本技术中的设定值，在输入侧电网ln的输入电压低于设定值时，使得在电感l1续流期间导通第三开关管s3和第四开关管s4，其它时间截止，如此可以极大地提升实时开关周期，大幅降低开关频率，在本实施例中，将该设定值设为k*vo/2，其中k为常数，0《k《1，优选地可以选取k＝0.9，vo表示变换器输出电压，其中变换器为图2中除功率因素校正控制电路部分的电路；
[0060]
具体地，当v
in
(x)《k*vo/2且输入侧电网ln电压处于正半周，即v
l
》vn时，第一开关管s1和第二开关管s2导通，电流从l端流过电感l1，第一开关管s1，第二开关管s2回到n端，励磁电压为
[0061]
当第一开关管s1和第二开关管s2关断时，电流从l端流过电感l1，第一二极管d1，第二滤波电容co1，第四开关管s4，第三开关管s3回到n端，复位电压为
[0062]
具体地，当v
in
(x)《k*vo/2且输入侧电网ln电压处于负半周，即v
l
《vn时，第一开关管s1和第二开关管s2导通，电流从n端流过第二开关管s2，第一开关管s1，电感l1回到l端，励磁电压为
[0063]
当第一开关管s1和第二开关管s2关断时，电流从n端流过第三开关管s3，第四开关管s4，第三滤波电容co2，第三二极管d3，电感l1回到l端，复位电压为
[0064]
综上，根据伏秒平衡可推得：
[0065]
[0066]
ts(x,v
irms
)＝t
on
(x,v
irms
) t
off
(x,v
irms
)；
[0067][0068]
其中，v
irms
为输入侧电网ln输入电压有效值，sin(x)表征正弦波，i
pl1
(x)为电感l1的峰值电流，t
on
(x,v
irms
)为第一开关管s1和第二开关管s2的实时导通时间，t
off
(x,v
irms
)为续流管实时导通时间，ts(x,v
irms
)为实时开关周期，vo表示变换器输出电压，po表示电路的输出功率；
[0069]
可见本技术电路与传统的boost pfc电路相比，在输入电压较低时(v
in
(x)《k*vo/2)，实时开关周期可以大幅增加，大幅降低开关频率。
[0070]
当输入侧电网ln输入电压v
in
(x)≥k*vo/2时，开关频率本就不高，无需调整，因此第三开关管s3和第四开关管s4维持关断状态。
[0071]
为了实现上述控制逻辑，提出了实施例2：
[0072]
请参阅图3，本技术的控制电路包括电阻rfb、运算放大器op1、乘法器、第一比较器comp1、第二比较器comp2、第一电容cfb、与门and1、第一取绝对值电路abs1、第二取绝对值电路abs2及rs触发器rs1；
[0073]
电阻rfb一端接入vo信号，另一端分别连接第一电容cfb的第一端以及运算放大器op1的反相端；
[0074]
运算放大器op1的反相端分别连接电阻rfb和第一电容cfb，以实现接入vo信号，同相端接入参考电压v
ref
，输出端输出v
comp
信号给乘法器，同时输出端还连接第一电容cfb的第二端；
[0075]
其中，运算放大器op1采用负反馈控制，获得稳定的输出电压控制。当输入侧电网ln的输出电压低于设定值v
ref
时，输出v
comp
增大，进而增大vm信号幅度，增大vp的比较基准值，增大电感l1电流的峰值，进而增大输出电压。反之，当输入侧电网ln高于设定值v
ref
时，输出v
comp
减小，进而减小vm信号幅度，减小vp的比较基准值，减小电感l1电流的峰值，进而减小输出电压。其中vp的比较基准值为第二取绝对值电路abs2将vcs信号取绝对值得到，vcs信号来自于电流采样器ct1采集电流后得到的电压信号；
[0076]
乘法器分别接入运算放大器op1的v
comp
信号和第一取绝对值电路abs1的绝对值信号，其输出端输出vm信号给第二比较器comp2的反相端，其中vm信号通过乘法器将vcomp信号与第一取绝对值电路abs1的绝对值信号相乘得到；
[0077]
第一比较器comp1的反相端接v
ln
的绝对值信号，其同相端接基准k*vo/2，输出端，当v
in
《k*vo/2时，第一比较器comp1输出p
ln
为高电平，与门and1输出ngon至v
gs3
和v
gs4
，第三开关管s3和第四开关管s4在电感l1续流期间导通；
[0078]
当v
in
》＝k*vo/2时，第一比较器comp1输出p
ln
为低电平，与门and1输出低电平，第三开关管s3和第四开关管s4始终关断。其中，v
ln
的绝对值信号为第一取绝对值电路abs1的绝对值信号，而l端和n端的电压差值为v
ln
。
[0079]
第二比较器comp2的同相端接vp信号，其反相信号来自vm信号，输出端连接rs触发器rs1的r端，vp信号和vm信号在上文已经解释过，因此不在对其进行赘述；
[0080]
rs触发器rs1的s端输入zcd信号表征电感电流断续，可以来自电感电流检测，也可
以来自辅助绕组检测电路，实现手段很多，其非本专利重点，这里
[0081]-不做过多阐述；rs触发器rs1的g端连接第一开关管s1和第二开关管s2，g端连接与门and1。
[0082]
当电感l1电流断续时，zcd置高，置位rs触发器rs1，g端输出gon信号高电平，ngon信号为低电平。当vp高于vm时，第二比较器comp2输出高电平，复位rs触发器rs1，g端输出gon信号低电平，ngon信号为高电平。
[0083]
因为电路工作在临界连续模式且运算放大器op1采用负反馈控制，结合上述电路结构，因此输入侧电网ln输入电流等于电感l1平均电流，其值为电感l1电流峰值的一半，则输入电流为：
[0084][0085]
其中，i
lp
为电感电流峰值，v
irms
为输入电压输入侧电网ln有效值，sin(x)表征正弦波。可见，输入侧电网ln的输入电流正比于输入电压，其跟踪输入电压，表现为正弦波，从而实现好的功率因素校正控制。
[0086]
图4表示当电网电压大于等于vo/2时，第三开关管s3和第四开关管s4不导通；图5表示电网电压小于vo/2时，第三开关管s3和第四开关管s4在电感l1电流续流期间内导通。v
llx
为图2中，v
l
和v
lx
之间的压差。
[0087]
如此，通过对开关管第三开关管s3和第四开关管s4的控制，可以实现降低输入侧电网ln输入电压较低处的开关频率，易于实现高频化设计。电路实现简单，元器件少，易于实现。
[0088]
本发明未详述部分为现有技术，故本发明未对其进行详述。
[0089]
可以理解的是，术语“一”应理解为“至少一”或“一个或多个”，即在一个实施例中，一个元件的数量可以为一个，而在另外的实施例中，该元件的数量可以为多个，术语“一”不能理解为对数量的限制。
[0090]
尽管本文较多地使用了专业术语，但并不排除使用其他术语的可能性。使用这些术语仅仅是为了更方便地描述和解释本发明的本质；把它们解释成任何一种附加的限制都是与本发明精神相违背的。
[0091]
本发明不局限于上述最佳实施方式，任何人在本发明的启示下都可得出其他各种形式的产品，但不论在其形状或结构上做任何变化，凡是具有与本技术相同或相近似的技术方案，均落在本发明的保护范围之内。