一种多用户高效抗干扰CDSK混沌通信系统及方法与流程

本发明涉及混沌通信技术领域，具体为一种多用户高效抗干扰CDSK混沌通信系统及方法。

背景技术

混沌信号具有伪随机和高度非相关等特性，被广泛地应用于扩频数字通信系统领域，一些研究也表明混沌技术可用于增强认知无线电网络安全性，混沌通信研究分为两个方向：相干和非相干混沌通信，相干混沌通信具有更低的误码率，但是相干混沌通信必须在接收端恢复载波，而作为载波恢复关键的同步机制目前性能较差，因此，非相干混沌通信成为众多学者关注的重点；

1996年，Kolumbán等提出了混沌非相干检测方式，命名为差分混沌键控，由于该方案将参考信号和信息信号分时传送，系统误码率低，但是，在DCSK及其改进方案中仅有半个符号周期传送符号信息，因此其频谱利用率低且很难达到高保密性，众多学者提出了许多改进型DCSK版本，例如，正交混沌移位键控和多载波DCSK系统，尽管频谱利用率得到提升，但是系统复杂度和稳定度大大降低，高效DCSK和参考调制DCSK在传输速率、安全性和系统复杂性方面具有良好的性能，但是在解调过程中会产生信号内干扰，导致误码性能的下降；

相关延迟键控是一种高频谱利用率的非相干混沌通信方案，该方案的发射信号包含参考信号和延迟的信息信号，由于参考信号不需要占用单独的时间周期，与DCSK相比，其频谱利用率得以提高，但是，在解调过程中，信息信号与之前参考信号进行相关求和时会引入相邻混沌信号之间的互相关，即信号内干扰，因此CDSK系统误码率高于DCSK；

在CDSK的改进型方案中，分为增加有用信号分量和降低ISI分量两种思路，其中，GCDSK通过增加更多延迟块来增强有用的信号分量，实现系统误码率的降低，但是延迟模块大大增加的系统的硬件复杂度，而RA-CDSK将承载信息的信号用作下一帧的参考信号，可以降低解调过程中的ISI分量，从而降低系统误码率，但是，在RA-CDSK中，由于信息承载信号与参考信号并不是严格正交，ISI无法彻底消除，在高信噪比条件下，仍然会严重影响BER性能，基于RA-CDSK工作原理，CDSK-NII利用Walsh码序列正交性可以消除ISI分量，PO-CDSK和HPO-CDSK通过交替使用正交载弦波来隔离信息承载信号和参考信号，不仅能够消除ISI分量，获得最佳的BER性能，系统硬件复杂度还低于CDSK-NII；

在多用户CS-DCSK中，系统发射机一半功率需要用来传送参考信号，而传统CDSK多用户方案中，由于存在信号内干扰，且用户间干扰会随着用户数增加而增大，其多用户系统性能也会随着用户数增加而持续下降，在基于CDSK-NII的多用户系统中,每个用户分配一对相互正交的Walsh码序列，两个Walsh码序列交替调制参考信号，实现单用户条件下无信号内干扰，由于不同用户采用的Walsh码序列相互正交，不同用户间干扰也可以彻底消除，因此，多用户CDSK-NII可以克服传统CDSK多用户系统在信号内干扰方面的缺陷，增强CDSK方案的可用性。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种多用户高效抗干扰CDSK混沌通信系统及方法，以解决上述背景技术中提出系统性能下降、信号内存在干扰以及可用性低的问题。

为了解决上述技术问题，本发明提供如下技术方案：一种多用户高效抗干扰CDSK混沌通信系统，包括HA-CDSK发射机和接收机，所述HA-CDSK发射机与接收机之间通过无线传输技术建立数据连接。

优选的，所述HA-CDSK发射机包括RCG模块、混沌生成模块、升余弦滤波模块、发射天线模块、信号调制模块和第一处理模块。

优选的，所述接收机包括第二处理模块、延迟模块、解调模块、判决模块、积分输入模块、接收模块、积分输出模块、AWGN模块和瑞利多径衰落模块。

优选的，所述接收模块与发射天线模块建立数据连接。

一种多用户高效抗干扰CDSK混沌通信方法，包括步骤一，滤波输出；步骤二，信号调制；步骤三，数据传输；步骤四，信号接收；步骤五，延迟运算；步骤六，信号解调；步骤七，信号判决；步骤八，AWGN信道分析；步骤九，瑞利多径衰落信道分析；步骤十，仿真对比；

其中上述步骤一中，HA-CDSK发射机内存在复帧结构，首先HA-CDSK发射机中的RCG模块用于产生的重复混沌信号x(t)，附图6为RCG模块的具体结构，可以看出其构造与用户数量m相对应，在第一子帧中，开关连接到顶部分支，RCG模块直接输出由混沌生成模块产生的混沌信号，在随后的子帧中，RCG模块的输出与第一个子帧中的混沌生成模块生成的序列相同，在附图5中，第υ时隙(0≤υ≤(θ 1))中，RCG模块的输出为：

x(t)＝xυhT(t),υTC≤t＜(υ 1)TC (1)

其中XV是由混沌映射产生的混沌序列值，Tc是时隙的长度，hT(t)是升余弦滤波模块中的升余弦滤波器的脉冲响应，其单位能量为：

其中上述步骤二中，步骤一中信号滤波之后，传递到信号调制模块进行调制，在第l帧期间，m用户HA-CDSK系统发射信号s(t)的表达式如下：

其中，f0表示正弦波和余弦波的频率，f0不仅为(1/TC)的倍数，而且还满足f0>>(1/TC),ωi(t)表示Walsh码序列值,已知，在2n阶Walsh码序列中(n＝0,1,…)，初值W20＝W1＝[ 1]，2n阶Walsh码序列构成于Hadamard矩阵，即：

在等式(4)中，每一行即为1个Walsh码序列，对于m用户HA-CDSK系统，需要m阶(即m个)Walsh码序列矩阵，且Walsh码序列矩阵通过信号调制模块来对RCG模块的输出信号调制，例如，四用户HA-CDSK系统需要4阶Walsh序列，如下：

其中，第i行Walsh序列用于第i个用户调制，Walsh序列长度等于每帧当中子帧的个数，在每个子帧内，Walsh序列值保持不变，RCG输出混沌序列与对应的Walsh序列值相乘实现正交调制，以四用户HA-CDSK系统的第2用户为例，设x(t)为第k帧第1子帧RCG输出信号，则第k帧RCG输出混沌序列与对应的Walsh序列值ω2相乘可以得到：

其中，Tc是时隙的长度，β是扩频因子；

其中上述步骤三中，当步骤二中的信号调制完成后传递到第一处理模块进行处理，处理完成传递到发射天线模块进行传输，为了便于分析，在多用户HA-CDSK系统中以第i支路为例进行说明，如图5所示，由于第i支路可以并行发送3比特信息，所以第i支路(1≤i≤m)的发送器被分为三个分支，用k指示复帧当中的帧序号，考虑这三个分支的两个传输条件：

1)当k＝0时，开关(T1，T2，T3，T4)同步向下闭合,x(t)、x(t)(2cos2πf0t)、x(t)(2sin2πf0t)之和与Walsh序列ωi(t)相乘后输出至发射天线；

2)当1≤k≤θ时，在第δ个复帧中，开关(T1，T2，T3，T4)同步向上闭合，在第(k-1)帧中发送的混沌序列被用作参考信号，用于承载第i支路的当前信息符号di,j,δ,k(j＝1、2或3)，三路承载信息符号的混沌信号之和与Walsh序列ωi(t)相乘后输出至发射天线，随即利用发射天线模块进行无线传输；

其中上述步骤四中，步骤三中通过发射天线模块传输的信号传递到接收机中的接收模块进行接收，接收信号可以表示为：

r(t)＝s(t) ξ(t) (7)

其中，ξ(t)表示均值为零、方差为N0/2的AWGN信号功率；

其中上述步骤五中，当步骤四中接受到信号之后，假设第i个用户接收机在每帧内将接收信号与对应的Walsh序列ωi相乘，对相乘结果做延迟求和运算，用l指示当前子帧序号，如果l指向当前帧的最后1个子帧T4向上闭合，ri(t)为输出的延迟求和结果；否则，每次上一轮相加结果将进入延迟模块，与之后的接收信号输入到第二处理模块再进行求和运算，由于一帧中共有m个子帧，因此总共需要延迟(m-1)次，每次时间为1个子帧，经过Walsh序列求和，对于第i个用户：

其中上述步骤六中，由于步骤五中延迟(m-1)个子帧，从而积分输入模块中的输入积分器ri(t)为第(m-1)子帧内混沌信号，因此在第υ时隙ri(t)利用解调模块解调的过程中，在积分函数的输出为：

将延迟信号用作参考分量，1≤k≤θ开关T1、T2和T3闭合，第i用户相关器输出为：

其中上述步骤七中，利用判决模块；对步骤六中输出的结果进行判决，判决后得到信息比特，判决准则如下：

其中上述步骤八中，当步骤七中得到信息比特之后，利用AWGN模块进行误码率分析，为了便于分析，定义δ为复帧序号，k为一个复帧中的帧序号，l为子帧序号，υ为时隙序号，由于RCG在每个子帧当中输出的混沌序列均相同，并且：

对于第i用户，等式(18)可以简化为：

已知f0是(1/TC)的倍数且f0>>(1/TC)：

为了便于分析图5，基于等式(9)-(11)，第i用户积分器输出考虑以下两种情况：

当k＝0时，

1)对于第1支路：

2)对于第2支路:

3)对于第三支路：

当1≤k≤θ时，

1)对于第1支路：

2)对于第2支路：

3)对于第3支路：

假设ξδ,k,m,υ是均值为0，功率为N0/2的高斯白噪声，由于切比雪夫映射被广泛用于常规混沌通信方案中，对于第i用户，基于切比雪夫映射，等式(28)、(30)、(32)的期望为：

其中，

等式(28)、(30)、(32)的方差为：

其中，

与多用户CDSK-NII相比，等式(37)-(39)中ISI分量被消除了，并且噪声干扰分量得到降低，当扩频因子β取值较大时，相关器输出的分布可以采用高斯近似法分析，在AWGN情况下，m用户HA-CDSK的BER表达式为：

其中erfc()表示补误差函数，以及

Eb＝βPs； (43)

其中上述步骤九中，当步骤八中的AWGN信道分析完成后，利用瑞利多径衰落模块进行分析，在瑞利多径衰落信道，对于第i用户，接收信号可以表示为：

其中，λi,κ表示第i用户传播信道的衰减系数，是独立同分布瑞利随机变量，τi,κ是多径延迟，N是传播路径数，为了简化分析，我们假设τi,κ的值远远小于一个比特周期，并且忽略多径之间的ISI分量，基于等式(41)，在瑞利多径衰落信道下，第i相关器输出的条件BER公式很容易推导为：

其中，erfc()是表示补误差函数,Ψ如等式(42)所示，

由于λi,κ符合瑞利分布，γb的概率密度函数可以表示为：

表示卷积，

考虑两路径传播信道，可以得到：

对于第i用户，瑞利多径衰落信道条件下平均误码率为：

其中上述步骤十中，为了验证步骤八和步骤九中的性能分析结果，本节在MATLAB环境下，对基于AWGN信道和瑞利多径衰落信道的多用户HA-CDSK通信方案进行仿真，在仿真过程中，用三阶Chebyshev映射(xk 1＝4xk3-3xk)产生混沌信号，并选择初值0.1进行迭代，产生混沌载波，对MATLAB仿真结果进行分析。

优选的，所述步骤八中，切比雪夫映射为HE-DCSK，I-DCSK和MC-DCSK其中一种或者多种。

优选的，所述步骤十中，(β/m)表示为接收端相关器输出的序列长度，在仿真过程中假设η＝β/m。

与现有技术相比，本发明所达到的有益效果是：该发明通过交替使用正交载弦波来隔离信息承载信号和参考信号，实现无信号内干扰，并且降低多用户CDSK-NII系统的噪声干扰；同时通过为不同用户分配正交Walsh码序列，从而消除了用户间干扰，该方案在每个周期传输3个比特，有利于将多用户CS-DCSK、多用户CDSK-NII的传输效率提升三倍，并且在高斯白噪声信道和瑞利多径衰落信道下对该方案进行误码率分析，理论和仿真结果表明，本发明消除了用户间干扰、信号内干扰，降低了噪声干扰，有利于降低误码率。

附图说明

附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：

图1是本发明的系统结构框图；

图2是本发明的系统流程图；

图3是本发明的方法流程图；

图4是本发明的复帧结构示意图；

图5是本发明的多用户HA-CDSK发射机结构示意图；

图6是本发明的m用户HA-CDSK重复混沌序列发生器示意图；

图7是本发明的多用户HA-CDSK接收机结构示意图；

图8是本发明的基于AWGN信道不同用户数条件下m-HA-CDSK性能分析示意图；

图9是本发明的基于AWGN信道相同用户数条件下m-HA-CDSK性能分析示意图；

图10是本发明的基于瑞利多径衰落信道在模式1下的不同用户数条件下条件下m-HA-CDSK性能分析示意图；

图11是本发明的基于瑞利多径衰落信道在模式2下的不同用户数条件下条件下m-HA-CDSK性能分析示意图；

图12是本发明的基于基于AWGN信道多用户系统间性能比较图；

图13是本发明的基于瑞利多径衰落信道在模式1下的多用户系统间性能比较图；

图14为本发明的基于瑞利多径衰落信道在模式2下的多用户系统间性能比较图；

图中：1、HA-CDSK发射机；2、接收机；101、RCG模块；102、混沌生成模块；103、升余弦滤波模块；104、发射天线模块；105、信号调制模块；106、第一处理模块；201、第二处理模块；202、延迟模块；203、解调模块；204、判决模块；205、积分输入模块；206、接收模块；207、积分输出模块；208、AWGN模块；209、瑞利多径衰落模块。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参阅图1-2，本发明提供一种技术方案：一种多用户高效抗干扰CDSK混沌通信系统，包括HA-CDSK发射机1和接收机2，HA-CDSK发射机1与接收机2之间通过无线传输技术建立数据连接，HA-CDSK发射机1包括RCG模块101、混沌生成模块102、升余弦滤波模块103、发射天线模块104、信号调制模块105和第一处理模块106，接收机2包括第二处理模块201、延迟模块202、解调模块203、判决模块204、积分输入模块205、接收模块206、积分输出模块207、AWGN模块208和瑞利多径衰落模块209，接收模块206与发射天线模块104建立数据连接。

请参阅图3-14，本发明提供一种技术方案：一种多用户高效抗干扰CDSK混沌通信方法，包括步骤一，滤波输出；步骤二，信号调制；步骤三，数据传输；步骤四，信号接收；步骤五，延迟运算；步骤六，信号解调；步骤七，信号判决；步骤八，AWGN信道分析；步骤九，瑞利多径衰落信道分析；步骤十，仿真对比；

其中上述步骤一中，HA-CDSK发射机1内存在复帧结构，首先HA-CDSK发射机1中的RCG模块101用于产生的重复混沌信号x(t)，附图6为RCG模块101的具体结构，可以看出其构造与用户数量m相对应，在第一子帧中，开关连接到顶部分支，RCG模块101直接输出由混沌生成模块102产生的混沌信号，在随后的子帧中，RCG模块101的输出与第一个子帧中的混沌生成模块102生成的序列相同，在附图5中，第υ时隙(0≤υ≤(θ 1))中，RCG模块101的输出为：

x(t)＝xυhT(t),υTC≤t＜(υ 1)TC (1)

其中XV是由混沌映射产生的混沌序列值，Tc是时隙的长度，hT(t)是升余弦滤波模块103中的升余弦滤波器的脉冲响应，其单位能量为：

其中上述步骤二中，步骤一中信号滤波之后，传递到信号调制模块105进行调制，在第l帧期间，m用户HA-CDSK系统发射信号s(t)的表达式如下：

其中，f0表示正弦波和余弦波的频率，f0不仅为(1/TC)的倍数，而且还满足f0>>(1/TC),ωi(t)表示Walsh码序列值,已知，在2n阶Walsh码序列中(n＝0,1,…)，初值W20＝W1＝[ 1]，2n阶Walsh码序列构成于Hadamard矩阵，即：

在等式(4)中，每一行即为1个Walsh码序列，对于m用户HA-CDSK系统，需要m阶(即m个)Walsh码序列矩阵，且Walsh码序列矩阵通过信号调制模块105来对RCG模块101的输出信号调制，例如，四用户HA-CDSK系统需要4阶Walsh序列，如下：

其中，第i行Walsh序列用于第i个用户调制，Walsh序列长度等于每帧当中子帧的个数，在每个子帧内，Walsh序列值保持不变，RCG输出混沌序列与对应的Walsh序列值相乘实现正交调制，以四用户HA-CDSK系统的第2用户为例，设x(t)为第k帧第1子帧RCG输出信号，则第k帧RCG输出混沌序列与对应的Walsh序列值ω2相乘可以得到：

其中，Tc是时隙的长度，β是扩频因子；

其中上述步骤三中，当步骤二中的信号调制完成后传递到第一处理模块106进行处理，处理完成传递到发射天线模块104进行传输，为了便于分析，在多用户HA-CDSK系统中以第i支路为例进行说明，如图5所示，由于第i支路可以并行发送3比特信息，所以第i支路(1≤i≤m)的发送器被分为三个分支，用k指示复帧当中的帧序号，考虑这三个分支的两个传输条件：

1)当k＝0时，开关(T1，T2，T3，T4)同步向下闭合,x(t)、x(t)(2cos2πf0t)、x(t)(2sin2πf0t)之和与Walsh序列ωi(t)相乘后输出至发射天线；

2)当1≤k≤θ时，在第δ个复帧中，开关(T1，T2，T3，T4)同步向上闭合，在第(k-1)帧中发送的混沌序列被用作参考信号，用于承载第i支路的当前信息符号di,j,δ,k(j＝1、2或3)，三路承载信息符号的混沌信号之和与Walsh序列ωi(t)相乘后输出至发射天线，随即利用发射天线模块104进行无线传输；

其中上述步骤四中，步骤三中通过发射天线模块104传输的信号传递到接收机2中的接收模块206进行接收，接收信号可以表示为：

r(t)＝s(t) ξ(t) (7)

其中，ξ(t)表示均值为零、方差为N0/2的AWGN信号功率；

其中上述步骤五中，当步骤四中接受到信号之后，假设第i个用户接收机在每帧内将接收信号与对应的Walsh序列ωi相乘，对相乘结果做延迟求和运算，用l指示当前子帧序号，如果l指向当前帧的最后1个子帧T4向上闭合，ri(t)为输出的延迟求和结果；否则，每次上一轮相加结果将进入延迟模块202，与之后的接收信号输入到第二处理模块201再进行求和运算，由于一帧中共有m个子帧，因此总共需要延迟(m-1)次，每次时间为1个子帧，经过Walsh序列求和，对于第i个用户：

其中上述步骤六中，由于步骤五中延迟(m-1)个子帧，从而积分输入模块205中的输入积分器ri(t)为第(m-1)子帧内混沌信号，因此在第υ时隙ri(t)利用解调模块203解调的过程中，在积分函数的输出为：

将延迟信号用作参考分量，1≤k≤θ开关T1、T2和T3闭合，第i用户相关器输出为：

其中上述步骤七中，利用判决模块204；对步骤六中输出的结果进行判决，判决后得到信息比特，判决准则如下：

其中上述步骤八中，当步骤七中得到信息比特之后，利用AWGN模块208进行误码率分析，为了便于分析，定义δ为复帧序号，k为一个复帧中的帧序号，l为子帧序号，υ为时隙序号，由于RCG在每个子帧当中输出的混沌序列均相同，并且：

对于第i用户，等式(18)可以简化为：

已知f0是(1/TC)的倍数且f0>>(1/TC)：

为了便于分析图5，基于等式(9)-(11)，第i用户积分器输出考虑以下两种情况：

当k＝0时，

1)对于第1支路：

2)对于第2支路:

3)对于第三支路：

当1≤k≤θ时，

1)对于第1支路：

2)对于第2支路：

3)对于第3支路：

假设ξδ,k,m,υ是均值为0，功率为N0/2的高斯白噪声，由于切比雪夫映射被广泛用于常规混沌通信方案中，且且切比雪夫映射为HE-DCSK，I-DCSK和MC-DCSK其中一种或者多种，对于第i用户，基于切比雪夫映射，等式(28)、(30)、(32)的期望为：

其中，

等式(28)、(30)、(32)的方差为：

其中，

与多用户CDSK-NII相比，等式(37)-(39)中ISI分量被消除了，并且噪声干扰分量得到降低，当扩频因子β取值较大时，相关器输出的分布可以采用高斯近似法分析，在AWGN情况下，m用户HA-CDSK的BER表达式为：

其中erfc()表示补误差函数，以及

Eb＝βPs； (43)

其中上述步骤九中，当步骤八中的AWGN信道分析完成后，利用瑞利多径衰落模块209进行分析，在瑞利多径衰落信道，对于第i用户，接收信号可以表示为：

其中，λi,κ表示第i用户传播信道的衰减系数，是独立同分布瑞利随机变量，τi,κ是多径延迟，N是传播路径数，为了简化分析，我们假设τi,κ的值远远小于一个比特周期，并且忽略多径之间的ISI分量，基于等式(41)，在瑞利多径衰落信道下，第i相关器输出的条件BER公式很容易推导为：

其中，erfc()是表示补误差函数,Ψ如等式(42)所示，

由于λi,κ符合瑞利分布，γb的概率密度函数可以表示为：

表示卷积，

考虑两路径传播信道，可以得到：

对于第i用户，瑞利多径衰落信道条件下平均误码率为：

其中上述步骤十中，为了验证步骤八和步骤九中的性能分析结果，本节在MATLAB环境下，对基于AWGN信道和瑞利多径衰落信道的多用户HA-CDSK通信方案进行仿真，在仿真过程中，用三阶Chebyshev映射(xk 1＝4xk3-3xk)产生混沌信号，并选择初值0.1进行迭代，产生混沌载波，对MATLAB仿真结果进行分析，且(β/m)表示为接收端相关器输出的序列长度，在仿真过程中假设η＝β/m，其中在分析结果中m-CS-DCSK表示m用户CS-DCSK系统，M-CDSK-NII表示m用户CDSK-NII系统，m-HA-CDSK表示m用户HA-CDSK系统，(T)表示理论分析值，(S)表示仿真结果，仿真结果分析如下：

附图8为基于AWGN信道不同用户数m-HA-CDSK系统的BER性能，其中接收端相关器输出的序列长度η＝80，理论和仿真结果表明，对于1用户、2用户、4用户场景，在3.1节中分析结果与仿真结果基本一致，由于在用户之间没有ISI分量，在相同η的条件下，m-HA-CDSK的BER性能不会随着用户数量的增加而降低；

附图9为基于AWGN信道相同用户数m-HA-CDSK系统的BER性能，用户数为2，理论和仿真结果表明，接收端相关器输出的序列长度η＝80，160，320的场景下，分析结果与仿真结果吻合，由于扩展因子增大将在接收机中的相关检测期间引起更多的噪声干扰，随着接收端相关器输出的序列长度η增加，m-HA-CDSK的BER性能逐渐下降，根据等式(47)，本文瑞利多径衰落信道分为两种模式，模式1，接收端两条路径的传播信道的衰减系数相同，模式2，接收端两条路径的传播信道的衰减系数不相同，

附图10和附图11分别为瑞利多径衰落信道模式1和模式2条件下的m-HA-CDSK性能分析，其中，用户数设置为1，2和4，接收端相关器输出的序列长度η＝80，多径延迟设置为2，仿真结果表明：由于多径延迟远小于相关器输出的长度，因此可以忽略多径之间的ISI分量，等式(48)计算得出的理论结果和仿真结果基本一致；

附图12为基于AWGN信道条件的m-HA-CDSK与m-CS-DCSK、m-CDSK-NII的BER比较；

附图13和附图14分别为基于瑞利多径衰落信道的模式1和模式2的m-HA-CDSK与m-CS-DCSK、m-CDSK-NII的BER比较，可以看出：在用户数和接收端相关器输出的序列长度相等的前提条件下，由于m-HA-CDSK可以完全消除ISI影响，并且降低噪声干扰，m-HA-CDSK系统BER低于m-CDSK-NII，由于m-CS-DCSK在每个位周期内都发送参考信号，m-HA-CDSK发送功率低于m-CS-DCSK，因此，在相同的发射功率前提条件下，m-HA-CDSK系统的BER性能优于m-CS-DCSK方案，此外，由于在每个周期同时传输3个比特，m-HA-CDSK传输效率是m-CS-DCSK、m-CDSK-NII的3倍。

基于上述，本发明的优点在于，该发明通过交替使用正交载弦波来隔离信息承载信号和参考信号，实现无信号内干扰，并且降低多用户CDSK-NII系统的噪声干扰；同时通过为不同用户分配正交Walsh码序列，有利于消除用户间干扰，该方案在每个周期传输3个比特，从而实现了将多用户CS-DCSK、多用户CDSK-NII的传输效率提升三倍，并且在高斯白噪声信道和瑞利多径衰落信道下对该方案进行误码率分析，理论和仿真结果表明，本发明消除了用户间干扰、信号内干扰，降低了噪声干扰，并且有利于降低误码率。

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。

最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。