开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器
技术领域：
：1.本发明涉及电力电子
技术领域：
：，具体地，涉及一种开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器，尤其是一种新型的多路输出dc/dc变换器技术。
背景技术：
：：2.因多路输出dc/dc变换器有着输出路数多与效率高体积小等特性，使其在通信设备供电等领域有着广泛的应用，如军用电台、天线合路器等设备均需要多路输出dc/dc变换器对其供电。但由于传统的多路输出dc/dc变换器只对一路反馈稳压，或者采用加权控制，采用单电感多路输出等手段，其反馈网络设计复杂，这对通信设备供电的稳定性不利。3.公开号为cn109194117a的专利文献公开了一种多路输出功率变换器及其控制方法，通过在电荷泵启动前，产生一系列短脉冲以在dc-dc变换器和电荷泵开始工作之前，通过dc-dc变换器对电荷泵中的泵升电容进行预充电，在此阶段，dc-dc变换器和电荷泵的输出电压仍然接近地，并未启动正常工作模式。但是该专利文献仍然存在设计复杂，稳定性不佳的缺陷。4.现有的一些文章中也公开了相关内容，包括：dcdc变换器的多路输出技术综述([j].电工技术杂志,2002(04):1-4)、llc谐振电源多路输出反馈电路的控制设计([j].电子测试,2019(15):132-134)、多输出反激式开关电源交叉调整率的研究与改善([d].华中科技大学,2019)、single-inductormulti-output(simo)dc-dcconverterswithhighlight-loadefficiencyandminimizedcross-regulationforportabledevices(inieeejournalofsolid-statecircuits,vol.44,no.4,pp.1099-1111,april2009)、an86％efficiency,wide-v$_{in}$simodc–dcconverterembeddedinacar-radioic(inieeetransactionsoncircuitsandsystemsi:regularpapers,vol.66,no.9,pp.3598-3609,sept.2019)、一种模块化开环多路谐振恒流led驱动电源([j].中国电机工程学报,2019,39(22):6688-6697)、电流型电场耦合无线电能传输技术([j].中国电机工程学报,2015,35(09):2279-2286)、电容耦合式无线电能传输系统阻抗变换网络的设计([j].电工电能新技术,2015,34(09):57-63)等，但是上述文章中记载的技术仍然存在设计复杂，稳定性不佳的缺陷。技术实现要素：[0005]针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器。[0006]根据本发明提供的一种开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器，包括高频恒流发射模块和多个恒流/恒压变换模块，所述高频恒流发射模块的输出端连接多个所述恒流/恒压变换模块的输入端；[0007]所述高频恒流发射模块用于将恒定直流电压转换为恒定高频交流电压并产生高频恒定电流；[0008]所述恒流/恒压变换模块用于将所述高频恒流发射模块产生的高频恒定电流转换为多路高频恒定电压，并将所述高频恒定电压整流后为恒定直流电压。[0009]优选的，所述高频恒流发射模块包括逆变器、电感l1及电容c1；[0010]所述逆变器的第一输出端连接所述电感l1的一端，所述电感l1的另一端连接所述电容c1的一端且连接有引脚p0；[0011]所述逆变器的第二输出端连接所述电容c1的另一端且连接有引脚pm；[0012]所述逆变器用于将输出电压转换为高频交流电压并输出。[0013]优选的，所述引脚p0与电感l1的另一端之间连接有电容c2。[0014]优选的，所述逆变器为全桥逆变器或半桥逆变器。[0015]优选的，所述逆变器为全桥逆变器。[0016]优选的，所述全桥逆变器具体设置方式为：6n137做光电隔离，ir2110自举驱动，irf460型号mosfet的方式。[0017]优选的，所述恒流/恒压变换模块包括隔离变压器、电容c3、电容c4、二级管d1、二级管d2、二级管d3、二级管d4及电阻r1；[0018]所述隔离变压器用于接收所述高频恒流发射模块输出的高频恒定电流，所述隔离变压器的第一输出端连接所述电容c3的一端；[0019]所述电容c3的另一端分别连接所述二级管d1的正极和所述二级管d3的负极；[0020]所述二级管d1的负极分别连接所述二级管d2的负极、所述电容c4的一端及所述电阻r1的一端；[0021]所述二级管d2的正极分别连接所述隔离变压器的第二输出端和所述二级管d4的负极；[0022]所述电容c4的另一端分别连接所述二级管d3的正极、所述二级管d4的正极及所述电阻r1的另一端并连接有等电位。[0023]优选的，所述隔离变压器的匝数根据ap法计算。[0024]优选的，所述隔离变压器的规格根据ap法计算结果进行选择。[0025]优选的，所述恒流/恒压变换模块的个数与需要输出电压的组数相同。[0026]与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：[0027]1、本发明所设计的多路输出稳压dc/dc变换器与常见的反激正激类多路输出dc/dc变换器相比，当负载变化时，整个电路的输入阻抗始终为弱感性，这样可以使得开关器件始终工作于zvs状态，不需要额外设计软开关电路，开关损耗很低；[0028]2、本发明不需要设计复杂的反馈网络就可以实现稳压功能，这大大减少了电路设计的难度，只需要设计简单的驱动、pwm控制电路与感性器件就可以实现稳压控制；[0029]3、本发明可以实现多路输出的模块化设计，设计灵活，可实施性强，且每一路输出都可以单独设计，理论上输出路数不受限制；[0030]4、本发明不需要复杂的反馈网络设计就可以对输出进行稳压，主要利用了lc谐振与阻抗变换的原理，本发明的技术方案分为dc/ac/dc三级，对输入输出进行直流电压-交流恒流、交流恒流-交流恒压与交流恒压-直流恒压的三级变换。输出电压仅仅与输入电压与谐振网络参数相关，对负载变换不敏感，不需要反馈网络就可以实现输出电压的稳定。附图说明[0031]通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：[0032]图1为本发明实施例2的开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器的结构示意图；[0033]图2为本发明实施例2的开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器的高频恒流发射模块等效电路原理图；[0034]图3为本发明实施例2的开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器的高频恒流发射模块到输出电压整流前的等效电路；[0035]图4为本发明实施例2的开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器的主电路仿真原理图；[0036]图5为本发明实施例2的开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器的主电路输出电压仿真结果；[0037]图6为本发明实施例2的开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器的il(t)电路仿真结果图一；[0038]图7为本发明实施例2的开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器的il(t)电路仿真结果图二；[0039]图8为本发明实施例2的开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器的il(t)电路仿真结果图三；[0040]图9为本发明实施例2的开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器的控制器设计电路图；[0041]图10为本发明实施例2的开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器的驱动电路设计电路图。具体实施方式[0042]下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变化和改进。这些都属于本发明的保护范围。[0043]实施例1：[0044]本实施例提供的一种开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器，包括高频恒流发射模块和多个恒流/恒压变换模块，高频恒流发射模块的输出端连接多个恒流/恒压变换模块的输入端，高频恒流发射模块用于将恒定直流电压转换为恒定高频交流电压并产生高频恒定电流，恒流/恒压变换模块用于将高频恒流发射模块产生的高频恒定电流转换为多路高频恒定电压，并将高频恒定电压整流后为恒定直流电压。恒流/恒压变换模块的个数与需要输出电压的组数相同。[0045]高频恒流发射模块包括逆变器、电感l1及电容c1，逆变器的第一输出端连接电感l1的一端，电感l1的另一端连接电容c1的一端且连接有引脚p0，逆变器的第二输出端连接电容c1的另一端且连接有引脚pm，逆变器用于将输出电压转换为高频交流电压并输出。引脚p0与电感l1的另一端之间连接有电容c2。逆变器为全桥逆变器或半桥逆变器，本实施例中逆变器为全桥逆变器。全桥逆变器具体设置方式为：6n137做光电隔离，ir2110自举驱动，irf460型号mosfet的方式。[0046]恒流/恒压变换模块包括隔离变压器、电容c3、电容c4、二级管d1、二级管d2、二级管d3、二级管d4及电阻r1，隔离变压器用于接收高频恒流发射模块输出的高频恒定电流，隔离变压器的第一输出端连接电容c3的一端，电容c3的另一端分别连接二级管d1的正极和二级管d3的负极，二级管d1的负极分别连接二级管d2的负极、电容c4的一端及电阻r1的一端，二级管d2的正极分别连接隔离变压器的第二输出端和二级管d4的负极，电容c4的另一端分别连接二级管d3的正极、二级管d4的正极及电阻r1的另一端并连接有等电位。隔离变压器的规格与匝数根据ap法计算。隔离变压器的匝数根据ap法计算，隔离变压器的规格根据ap法计算结果进行选择。[0047]实施例2：[0048]本领域技术人员可以将本实施例理解为实施例1的更为具体的说明。[0049]如图1所示，新型多路输出稳压dc/dc变换器，包括：[0050]一个高频恒流发射模块，用于将恒定直流电压转换为恒定的高频交流，il(t)为产生的高频恒流；[0051]多个恒流/恒压变换模块，用于将上一级恒流母线上产生的高频恒定电流转换为多路高频恒定电压，再经过整流后为恒定直流电压，其中ii为第i个恒流/恒压变换模块中第i个变压器的输出电流。[0052]对于高频恒流发射模块而言，首先通过一个全桥逆变或者半桥逆变的方式(本专利以全桥逆变为例)，将输出电压转换为幅值为vin的高频交流电压，因为大部分能量在谐振部分是通过基波传递，下文采用基波分析法分析，其输入电压经过全桥逆变器变换后输出高频电压基波如式(1)所示，有效值如式(2)所示，其中ω为逆变器工作频率，θ为初始相位，vp为逆变器输出电压有效值，vp(t)为输出电压的实时值，t为逆变器工作时间。[0053][0054][0055]该电压经过l1与c1并联谐振后产生电流il(t)，基波电压vp与l1、c1以及c2形成的等效电路如图2所示，当l1与c1满足式(3)时，电流il的有效值如式(4)所示，为不随其他参数变化的高频恒流。其中电容c2的用来进行阻抗匹配使得整个电路系统为弱感性，其设计公式如式(5)，其中li1为第i个变压器模块的初级绕组电感，匹配后减少无功损耗的同时使得逆变器工作于零电压开通(zvs)模式，减少mosfet的开关损耗。[0056][0057][0058][0059]随后该电流源与多组变压器的初级串联，有几组输出就用几组变压器，每组变压器规格与匝数根据ap法计算。[0060]然后将m个小变压器模块输入侧串联，第i个高频恒流发射模块到输出电压整流前的等效电路如图3所示，li1、li2与mi为第i个变压器模块的初级电感、次级电感与互感，设置变压器耦合系数k接近于1，如式(6)所示。全桥整流后的等效的交流电阻raci，如式(7)所示，其中ri为负载整流前的电阻，li2与ci1发生串联谐振后，等效交流负载上的电压有效值如式(8)，全桥整流电容滤波后得到最终输出电压如式(9)。由此可知，输出电压的大小与谐振网络参数以及输入电压相关，对负载不敏感。[0061][0062][0063][0064][0065]根据上文分析设计电路参数如下表1所示，并通过simplis电路仿真软件进行验证，其电路仿真图如图4所示。[0066]表1电路参数表[0067][0068][0069]由图5～8的仿真结果可知，该多路输出电源模块的输出电压在负载切换时基本保持不变，负载调整率在2％以内，且输出电压与式(13)的计算结果一致，且高频恒流源发射模块在负载切换后基本保持不变，本发明的设计可行。[0070](1)控制器与驱动电路设计：[0071]如图9所示，本实施例通过uc3875产生4路可移相的pwm信号，其相位可以通过r2与rw1调节。如图10，随后通过光耦隔离与ir2110驱动芯片，采用自举的方式对驱动芯片进行供电，并对mosfet进行驱动，实现相位可调的全桥逆变。[0072](2)变压器设计(ap法)：[0073]变压器规格与容量成正比，与频率成反比，其变压器规格与初级次级匝数的设计公式如公式(10)～(12)，通过调节气隙达到调节电感量的目的，其电感量与气隙关系如式(12)，[0074][0075][0076][0077][0078]其中ae为磁芯面积、ap为窗口面积，iprms为变压器满载时的初级电流、n为变压器匝比、vo为输出电压，kw为窗口系数，一般取0.2左右、j为电流密度，单位为a/cm2、δbmax为磁通量变化的最大值，一般取0.25t、fmin为变压器的最小工作频率、np为初级匝数、ns为次级匝数、lm为励磁电感、δ为气隙宽度、μo为空气的磁导率。[0079]本发明利用lc谐振原理，使得多路输出dc/dc变换器能获得多路稳定的输出电压，且不需要使用反馈网络，开关可以工作于zvs状态，emi低开关损耗小。[0080]以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变化或修改，这并不影响本发明的实质内容。在不冲突的情况下，本技术的实施例和实施例中的特征可以任意相互组合。当前第1页12当前第1页12
技术领域：
：1.本发明涉及电力电子
技术领域：
：，具体地，涉及一种开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器，尤其是一种新型的多路输出dc/dc变换器技术。
背景技术：
：：2.因多路输出dc/dc变换器有着输出路数多与效率高体积小等特性，使其在通信设备供电等领域有着广泛的应用，如军用电台、天线合路器等设备均需要多路输出dc/dc变换器对其供电。但由于传统的多路输出dc/dc变换器只对一路反馈稳压，或者采用加权控制，采用单电感多路输出等手段，其反馈网络设计复杂，这对通信设备供电的稳定性不利。3.公开号为cn109194117a的专利文献公开了一种多路输出功率变换器及其控制方法，通过在电荷泵启动前，产生一系列短脉冲以在dc-dc变换器和电荷泵开始工作之前，通过dc-dc变换器对电荷泵中的泵升电容进行预充电，在此阶段，dc-dc变换器和电荷泵的输出电压仍然接近地，并未启动正常工作模式。但是该专利文献仍然存在设计复杂，稳定性不佳的缺陷。4.现有的一些文章中也公开了相关内容，包括：dcdc变换器的多路输出技术综述([j].电工技术杂志,2002(04):1-4)、llc谐振电源多路输出反馈电路的控制设计([j].电子测试,2019(15):132-134)、多输出反激式开关电源交叉调整率的研究与改善([d].华中科技大学,2019)、single-inductormulti-output(simo)dc-dcconverterswithhighlight-loadefficiencyandminimizedcross-regulationforportabledevices(inieeejournalofsolid-statecircuits,vol.44,no.4,pp.1099-1111,april2009)、an86％efficiency,wide-v$_{in}$simodc–dcconverterembeddedinacar-radioic(inieeetransactionsoncircuitsandsystemsi:regularpapers,vol.66,no.9,pp.3598-3609,sept.2019)、一种模块化开环多路谐振恒流led驱动电源([j].中国电机工程学报,2019,39(22):6688-6697)、电流型电场耦合无线电能传输技术([j].中国电机工程学报,2015,35(09):2279-2286)、电容耦合式无线电能传输系统阻抗变换网络的设计([j].电工电能新技术,2015,34(09):57-63)等，但是上述文章中记载的技术仍然存在设计复杂，稳定性不佳的缺陷。技术实现要素：[0005]针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器。[0006]根据本发明提供的一种开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器，包括高频恒流发射模块和多个恒流/恒压变换模块，所述高频恒流发射模块的输出端连接多个所述恒流/恒压变换模块的输入端；[0007]所述高频恒流发射模块用于将恒定直流电压转换为恒定高频交流电压并产生高频恒定电流；[0008]所述恒流/恒压变换模块用于将所述高频恒流发射模块产生的高频恒定电流转换为多路高频恒定电压，并将所述高频恒定电压整流后为恒定直流电压。[0009]优选的，所述高频恒流发射模块包括逆变器、电感l1及电容c1；[0010]所述逆变器的第一输出端连接所述电感l1的一端，所述电感l1的另一端连接所述电容c1的一端且连接有引脚p0；[0011]所述逆变器的第二输出端连接所述电容c1的另一端且连接有引脚pm；[0012]所述逆变器用于将输出电压转换为高频交流电压并输出。[0013]优选的，所述引脚p0与电感l1的另一端之间连接有电容c2。[0014]优选的，所述逆变器为全桥逆变器或半桥逆变器。[0015]优选的，所述逆变器为全桥逆变器。[0016]优选的，所述全桥逆变器具体设置方式为：6n137做光电隔离，ir2110自举驱动，irf460型号mosfet的方式。[0017]优选的，所述恒流/恒压变换模块包括隔离变压器、电容c3、电容c4、二级管d1、二级管d2、二级管d3、二级管d4及电阻r1；[0018]所述隔离变压器用于接收所述高频恒流发射模块输出的高频恒定电流，所述隔离变压器的第一输出端连接所述电容c3的一端；[0019]所述电容c3的另一端分别连接所述二级管d1的正极和所述二级管d3的负极；[0020]所述二级管d1的负极分别连接所述二级管d2的负极、所述电容c4的一端及所述电阻r1的一端；[0021]所述二级管d2的正极分别连接所述隔离变压器的第二输出端和所述二级管d4的负极；[0022]所述电容c4的另一端分别连接所述二级管d3的正极、所述二级管d4的正极及所述电阻r1的另一端并连接有等电位。[0023]优选的，所述隔离变压器的匝数根据ap法计算。[0024]优选的，所述隔离变压器的规格根据ap法计算结果进行选择。[0025]优选的，所述恒流/恒压变换模块的个数与需要输出电压的组数相同。[0026]与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：[0027]1、本发明所设计的多路输出稳压dc/dc变换器与常见的反激正激类多路输出dc/dc变换器相比，当负载变化时，整个电路的输入阻抗始终为弱感性，这样可以使得开关器件始终工作于zvs状态，不需要额外设计软开关电路，开关损耗很低；[0028]2、本发明不需要设计复杂的反馈网络就可以实现稳压功能，这大大减少了电路设计的难度，只需要设计简单的驱动、pwm控制电路与感性器件就可以实现稳压控制；[0029]3、本发明可以实现多路输出的模块化设计，设计灵活，可实施性强，且每一路输出都可以单独设计，理论上输出路数不受限制；[0030]4、本发明不需要复杂的反馈网络设计就可以对输出进行稳压，主要利用了lc谐振与阻抗变换的原理，本发明的技术方案分为dc/ac/dc三级，对输入输出进行直流电压-交流恒流、交流恒流-交流恒压与交流恒压-直流恒压的三级变换。输出电压仅仅与输入电压与谐振网络参数相关，对负载变换不敏感，不需要反馈网络就可以实现输出电压的稳定。附图说明[0031]通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：[0032]图1为本发明实施例2的开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器的结构示意图；[0033]图2为本发明实施例2的开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器的高频恒流发射模块等效电路原理图；[0034]图3为本发明实施例2的开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器的高频恒流发射模块到输出电压整流前的等效电路；[0035]图4为本发明实施例2的开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器的主电路仿真原理图；[0036]图5为本发明实施例2的开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器的主电路输出电压仿真结果；[0037]图6为本发明实施例2的开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器的il(t)电路仿真结果图一；[0038]图7为本发明实施例2的开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器的il(t)电路仿真结果图二；[0039]图8为本发明实施例2的开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器的il(t)电路仿真结果图三；[0040]图9为本发明实施例2的开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器的控制器设计电路图；[0041]图10为本发明实施例2的开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器的驱动电路设计电路图。具体实施方式[0042]下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变化和改进。这些都属于本发明的保护范围。[0043]实施例1：[0044]本实施例提供的一种开环谐振式多路输出稳压dc/dc变换器，包括高频恒流发射模块和多个恒流/恒压变换模块，高频恒流发射模块的输出端连接多个恒流/恒压变换模块的输入端，高频恒流发射模块用于将恒定直流电压转换为恒定高频交流电压并产生高频恒定电流，恒流/恒压变换模块用于将高频恒流发射模块产生的高频恒定电流转换为多路高频恒定电压，并将高频恒定电压整流后为恒定直流电压。恒流/恒压变换模块的个数与需要输出电压的组数相同。[0045]高频恒流发射模块包括逆变器、电感l1及电容c1，逆变器的第一输出端连接电感l1的一端，电感l1的另一端连接电容c1的一端且连接有引脚p0，逆变器的第二输出端连接电容c1的另一端且连接有引脚pm，逆变器用于将输出电压转换为高频交流电压并输出。引脚p0与电感l1的另一端之间连接有电容c2。逆变器为全桥逆变器或半桥逆变器，本实施例中逆变器为全桥逆变器。全桥逆变器具体设置方式为：6n137做光电隔离，ir2110自举驱动，irf460型号mosfet的方式。[0046]恒流/恒压变换模块包括隔离变压器、电容c3、电容c4、二级管d1、二级管d2、二级管d3、二级管d4及电阻r1，隔离变压器用于接收高频恒流发射模块输出的高频恒定电流，隔离变压器的第一输出端连接电容c3的一端，电容c3的另一端分别连接二级管d1的正极和二级管d3的负极，二级管d1的负极分别连接二级管d2的负极、电容c4的一端及电阻r1的一端，二级管d2的正极分别连接隔离变压器的第二输出端和二级管d4的负极，电容c4的另一端分别连接二级管d3的正极、二级管d4的正极及电阻r1的另一端并连接有等电位。隔离变压器的规格与匝数根据ap法计算。隔离变压器的匝数根据ap法计算，隔离变压器的规格根据ap法计算结果进行选择。[0047]实施例2：[0048]本领域技术人员可以将本实施例理解为实施例1的更为具体的说明。[0049]如图1所示，新型多路输出稳压dc/dc变换器，包括：[0050]一个高频恒流发射模块，用于将恒定直流电压转换为恒定的高频交流，il(t)为产生的高频恒流；[0051]多个恒流/恒压变换模块，用于将上一级恒流母线上产生的高频恒定电流转换为多路高频恒定电压，再经过整流后为恒定直流电压，其中ii为第i个恒流/恒压变换模块中第i个变压器的输出电流。[0052]对于高频恒流发射模块而言，首先通过一个全桥逆变或者半桥逆变的方式(本专利以全桥逆变为例)，将输出电压转换为幅值为vin的高频交流电压，因为大部分能量在谐振部分是通过基波传递，下文采用基波分析法分析，其输入电压经过全桥逆变器变换后输出高频电压基波如式(1)所示，有效值如式(2)所示，其中ω为逆变器工作频率，θ为初始相位，vp为逆变器输出电压有效值，vp(t)为输出电压的实时值，t为逆变器工作时间。[0053][0054][0055]该电压经过l1与c1并联谐振后产生电流il(t)，基波电压vp与l1、c1以及c2形成的等效电路如图2所示，当l1与c1满足式(3)时，电流il的有效值如式(4)所示，为不随其他参数变化的高频恒流。其中电容c2的用来进行阻抗匹配使得整个电路系统为弱感性，其设计公式如式(5)，其中li1为第i个变压器模块的初级绕组电感，匹配后减少无功损耗的同时使得逆变器工作于零电压开通(zvs)模式，减少mosfet的开关损耗。[0056][0057][0058][0059]随后该电流源与多组变压器的初级串联，有几组输出就用几组变压器，每组变压器规格与匝数根据ap法计算。[0060]然后将m个小变压器模块输入侧串联，第i个高频恒流发射模块到输出电压整流前的等效电路如图3所示，li1、li2与mi为第i个变压器模块的初级电感、次级电感与互感，设置变压器耦合系数k接近于1，如式(6)所示。全桥整流后的等效的交流电阻raci，如式(7)所示，其中ri为负载整流前的电阻，li2与ci1发生串联谐振后，等效交流负载上的电压有效值如式(8)，全桥整流电容滤波后得到最终输出电压如式(9)。由此可知，输出电压的大小与谐振网络参数以及输入电压相关，对负载不敏感。[0061][0062][0063][0064][0065]根据上文分析设计电路参数如下表1所示，并通过simplis电路仿真软件进行验证，其电路仿真图如图4所示。[0066]表1电路参数表[0067][0068][0069]由图5～8的仿真结果可知，该多路输出电源模块的输出电压在负载切换时基本保持不变，负载调整率在2％以内，且输出电压与式(13)的计算结果一致，且高频恒流源发射模块在负载切换后基本保持不变，本发明的设计可行。[0070](1)控制器与驱动电路设计：[0071]如图9所示，本实施例通过uc3875产生4路可移相的pwm信号，其相位可以通过r2与rw1调节。如图10，随后通过光耦隔离与ir2110驱动芯片，采用自举的方式对驱动芯片进行供电，并对mosfet进行驱动，实现相位可调的全桥逆变。[0072](2)变压器设计(ap法)：[0073]变压器规格与容量成正比，与频率成反比，其变压器规格与初级次级匝数的设计公式如公式(10)～(12)，通过调节气隙达到调节电感量的目的，其电感量与气隙关系如式(12)，[0074][0075][0076][0077][0078]其中ae为磁芯面积、ap为窗口面积，iprms为变压器满载时的初级电流、n为变压器匝比、vo为输出电压，kw为窗口系数，一般取0.2左右、j为电流密度，单位为a/cm2、δbmax为磁通量变化的最大值，一般取0.25t、fmin为变压器的最小工作频率、np为初级匝数、ns为次级匝数、lm为励磁电感、δ为气隙宽度、μo为空气的磁导率。[0079]本发明利用lc谐振原理，使得多路输出dc/dc变换器能获得多路稳定的输出电压，且不需要使用反馈网络，开关可以工作于zvs状态，emi低开关损耗小。[0080]以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变化或修改，这并不影响本发明的实质内容。在不冲突的情况下，本技术的实施例和实施例中的特征可以任意相互组合。当前第1页12当前第1页12
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