三电平整流DC/DC变换器的制作方法

本案关于DC/DC变换器，尤指一种三电平整流DC/DC变换器。

背景技术

低压/DC/DC变换器、双向OBC(on-board charger，车载充电器)及牵引逆变器为电动车的三个主要功率变换单元，其中OBC作为AC与DC之间的能量转换单元而为动力电池进行能量补给，在电动车的配置中不可或缺。近年来，随着电动车的续航能力不断提升，电池电压正由传统的400V向800V转变，且OBC由传统的单相充电逐渐过渡至三相充电，故AC至DC的整流电压将达到800V。由此看来，DC/DC变换器的原边及副边均会涉及到800V的应用。

在无法使用传统的耐压650V的器件的情况下，需采用耐压1200V的SiC器件，然其成本较高，且随之造成的高dv/dt亦将引发有关EMI(electromagnetic interference，电磁干扰)问题。另外，宽禁带半导体器件GaN作为未来功率器件的发展趋势，由于其耐压有限，很难在800V等高电压工作场景进行直接应用，采用多电平技术可以打破该限制，从而拓展实际产品的开发应用。

此外，对于实际工程中有关宽输出电压范围的应用，为了满足高效率及高输出电压增益的需求，通常多采用基于双主动桥式电路(dual active bridge，DAB)的定频PWM(pulse width modulation，脉冲宽度调制)控制和基于LLC电路的谐振型软开关变频控制。

针对双主动桥式电路，通常采用多重相移技术来实现宽输出范围情况下的开关ZVS(zero-voltage switching)动作，然其控制相对复杂，且由于关断电流较大，易造成较高的关断应力及EMI问题。

而针对LLC电路，通常采用变频控制，使得所有开关均可实现ZVS动作，且其控制实现方法相对简单。然而，LLC电路难以满足实际应用中的双向工作需求。

因此，如何发展一种可改善上述已知技术的三电平整流DC/DC变换器，实为目前迫切的需求。

技术实现要素：

本案的目的在于提供一种三电平整流DC/DC变换器，其在具备谐振型电路特点的同时亦可满足双向工作的需求。此外，其具有副边短路储能特性，可借此实现高电压增益输出。

为达上述目的，本案提供一种三电平整流DC/DC变换器，包含原边电路、谐振腔电路及副边电路。原边电路接收输入电压，且包含多个原边开关。谐振腔电路包含谐振电感、谐振电容及变压器。谐振腔电路的第一原边端及第二原边端电连接于原边电路，变压器的原边绕组电连接于第一原边端与第二原边端之间，变压器的副边绕组电连接于谐振腔电路的第一副边端与第二副边端之间。第一原边端与第二原边端之间的电压为第一电压，第一副边端与第二副边端之间的电压为第二电压。副边电路包含飞跨电容、开关桥臂及电容桥臂。开关桥臂包含依序串联连接的第一副边开关、第二副边开关、第三副边开关及第四副边开关。飞跨电容的两端分别连接于第一副边开关与第二副边开关之间的节点和第三副边开关与第四副边开关之间的节点。第二副边开关与第三副边开关之间的节点连接于第一副边端。电容桥臂包含串联连接的第一输出电容及第二输出电容，第一输出电容与第二输出电容之间的节点连接于第二副边端。电容桥臂的两端分别连接于开关桥臂的两端，且电容桥臂的该两端之间的电压为输出电压。第一副边开关、第二副边开关、第三副边开关及第四副边开关具有相同的开关频率。第一电压的连续两个变化周期中共具有两个上升沿及两个下降沿，第一副边开关及第二副边开关至少分别在两个下降沿后的预设时长内处于导通状态，第三副边开关及第四副边开关至少分别在两个上升沿后的预设时长内处于导通状态。

附图说明

图1为本案较佳实施例的三电平整流DC/DC变换器的电路架构示意图；

图2示出了图1的三电平整流DC/DC变换器的等效电路；

图3A为图1的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用正序控制时的关键波形示意图；

图3B为图1的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用负序控制时的关键波形示意图；

图4A至4L示出了图1的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用正序控制时的一个周期内的工作状态；

图5A示出了图1的三电平整流DC/DC变换器在其原边第一电压为高电平且其副边开关正向导通期间的等效电路；

图5B示出了图1的三电平整流DC/DC变换器在其原边第一电压为低电平且其副边开关正向导通期间的等效电路；

图6A为图1的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用正序控制及部分同步整流时的关键波形示意图；

图6B为图1的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用负序控制及部分同步整流时的关键波形示意图；

图7A为图1的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用正序控制及完全同步整流时的关键波形示意图；

图7B为图1的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用负序控制及完全同步整流时的关键波形示意图；

图8A为针对图1的三电平整流DC/DC变换器采用变频控制时的控制框图；

图8B为针对图1的三电平整流DC/DC变换器采用定频控制时的控制框图；

图9例示出了图1的谐振腔电路的一种具体实施态样；

图10例示出了图1的原边电路的一种具体实施态样；

图11为图10的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用正序控制时的关键波形示意图；

图12为图10的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用正序控制及部分同步整流时的关键波形示意图；

图13为图10的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用正序控制及完全同步整流时的关键波形示意图；

图14例示出了图1的原边电路的另一种具体实施态样；

图15为图14的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用正序控制时的关键波形示意图；

图16为图14的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用正序控制及部分同步整流时的关键波形示意图；

图17为图14的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用正序控制及完全同步整流时的关键波形示意图。

【符号说明】

1：三电平整流DC/DC变换器

11：原边电路

12：谐振腔电路

Lr：谐振电感

Cr：谐振电容

Tr：变压器

Np：原边绕组

Ns：副边绕组

121：第一原边端

122：第二原边端

123：第一副边端

124：第二副边端

13：副边电路

Cf：飞跨电容

S21：第一副边开关

S22：第二副边开关

S23：第三副边开关

S24：第四副边开关

Co1：第一输出电容

Co2：第二输出电容

A、B、C、D：节点

VAB：第一电压

VCD：第二电压

Ip：原边电流

Is：副边电流

Vin：输入电压

Vo：输出电压

is21、is22、is23、is24、iCf：电流

t0、t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8、t9、t10、t11、t12：时刻

14a、14b：控制模块

141：调节器

142：压控振荡器

143：控制器

144：PWM控制器

Io：输出电流

Vin_FB：输入电压信号

Vo_FB：输出电压信号

Io_FB：输出电流信号

Vo_ref：输出参考电压

Io_ref：输出参考电流

fs：开关频率

n：匝数比

Ton：导通时间

Lrp：原边谐振电感

Lrs：副边谐振电感

Crp：原边谐振电容

Crs：副边谐振电容

11a、11b：原边电路

Cin：输入电容

S11：第一原边开关

S12：第二原边开关

S13：第三原边开关

S14：第四原边开关

Cf2：飞跨电容

C1：第一输入电容

C2：第二输入电容

具体实施方式

体现本案特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本案能够在不同的态样上具有各种的变化，其皆不脱离本案的范围，且其中的说明及图示在本质上是当作说明之用，而非用以限制本案。

图1为本案较佳实施例的三电平整流DC/DC变换器的电路架构示意图，图2示出了图1的三电平整流DC/DC变换器的等效电路。如图1及图2所示，三电平整流DC/DC变换器1包含原边电路11、谐振腔电路12及副边电路13，其在具备谐振型电路特点的同时亦可满足双向工作的需求。

原边电路11接收输入电压Vin且包含多个原边开关，并架构于提供第一电压VAB。须注意的是，由于原边电路11的实际态样不受限制，故于此实施例中仅以提供第一电压VAB的电压源示意原边电路11，于后续说明中将例示原边电路11的具体实施态样。

谐振腔电路12包含谐振电感Lr、谐振电容Cr及变压器Tr。谐振腔电路12的第一原边端121及第二原边端122电连接于原边电路11，变压器Tr的原边绕组Np电连接于第一原边端121与第二原边端122之间，变压器Tr的副边绕组Ns电连接于谐振腔电路12的第一副边端123与第二副边端124之间。第一原边端121与第二原边端122之间的电压为第一电压VAB，第一副边端123与第二副边端124之间的电压为第二电压VCD。于图1及图2中，Ip为原边电流，Is为副边电流。

副边电路13包含飞跨电容Cf、开关桥臂及电容桥臂。开关桥臂包含依序串联连接的第一副边开关S21、第二副边开关S22、第三副边开关S23及第四副边开关S24。飞跨电容Cf的两端分别连接于第一副边开关S21与第二副边开关S22之间的节点和第三副边开关S23与第四副边开关S24之间的节点。第二副边开关S22与第三副边开关S23之间的节点C连接于第一副边端123。电容桥臂包含串联连接的第一输出电容Co1及第二输出电容Co2，其中第一输出电容Co1与第二输出电容Co2之间的节点D连接于第二副边端124。电容桥臂的两端分别连接于开关桥臂的两端，且电容桥臂的该两端之间的电压为输出电压Vo。

图3A为图1的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用正序控制时的关键波形示意图，图3B为图1的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用负序控制时的关键波形示意图。于图3A及图3B中，以S21、S22、S23及S24分别代表第一副边开关S21、第二副边开关S22、第三副边开关S23及第四副边开关S24的驱动信号，is21、is22、is23及is24分别代表流经第一副边开关S21、第二副边开关S22、第三副边开关S23及第四副边开关S24的电流，iCf代表流经飞跨电容Cf的电流。如图3A及图3B所示，在第一电压VAB的任意连续两个变化周期中，共具有两个上升沿及两个下降沿，其中第一副边开关S21及第二副边开关S22分别在该两个下降沿后的预设时长内处于导通状态，第三副边开关S23及第四副边开关S24分别在该两个上升沿后的预设时长内处于导通状态。第一副边开关S21、第二副边开关S22、第三副边开关S23及第四副边开关S24具有相同的开关频率，且其开关频率等于第一电压VAB的频率的一半。副边电路13中的该些副边开关皆可实现零电压开通。所述的预设时长是基于输入电压Vin和输出电压Vo而获得，通过控制预设时长即可调整各个副边开关的占空比，进而控制输出电压Vo的增益。此外，第一电压VAB为在半个周期为高电平且在另外半个周期为低电平的方波，其中高电平及低电平可分别等于 VAB/2及-VAB/2，抑或是分别等于 VAB及0。

图3A及图3B所示波形图的差异在于副边开关采用正序控制或负序控制。

当副边开关采用正序控制时，第四副边开关S24、第一副边开关S21、第三副边开关S23及第二副边开关S22的相位依序相差90度。如图3A所示，在第一电压VAB的连续两个变化周期中(例如时刻t0至t12的时间段)，依序出现第一上升沿、第一下降沿、第二上升沿及第二下降沿。第一副边开关S21及第二副边开关S22分别在第一下降沿及第二下降沿后的预设时长内处于导通状态，第四副边开关S24及第三副边开关S23分别在第一上升沿及第二上升沿后的预设时长内处于导通状态。

当副边开关采用负序控制时，第二副边开关S22、第三副边开关S23、第一副边开关S21及第四副边开关S24的相位依序相差90度。如图3B所示，在第一电压VAB的连续两个变化周期中(例如时刻t0至t12期间)，依序出现第一上升沿、第一下降沿、第二上升沿及第二下降沿。第一副边开关S21及第二副边开关S22分别在第二下降沿及第一下降沿后的预设时长内处于导通状态，第四副边开关S24及第三副边开关S23分别在第一上升沿及第二上升沿后的预设时长内处于导通状态。

于图3A及图3B中，时刻t0至t12的时间段可视为副边开关的一个周期。图4A至4L示出了图1的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用正序控制时的一个周期内的工作状态。具体而言，图4A至4L示出了三电平整流DC/DC变换器1在一个周期内各个时间段的开关状态及电流流向。时刻t1至t2的时间段(图4B)、时刻t4至t5的时间段(图4E)、时刻t7至t8的时间段(图4H)及时刻t10至t11的时间段(图4K)依次对应第四副边开关S24、第一副边开关S21、第三副边开关S23及第二副边开关S22正向导通时的时间段，图4B、4E、4H及4K示出了对应的三电平整流DC/DC变换器1的工作状态。三电平整流DC/DC变换器1在时刻t1至t2期间及时刻t7至t8期间的等效电路如图5A所示，三电平整流DC/DC变换器1在时刻t4至t5期间及时刻t10至t11期间的等效电路如图5B所示。由图4B、4E、4H、4K、5A及5B可知，在该些副边开关正向导通的时间段内，飞跨电容Cf上的电压和输出电容Co1或Co2上的电压大小相等且方向相反，故相互抵消，因而使副边电路13等效为处于短路状态。此时，谐振电感Lr通过第一电压VAB进行储能，从而可为下一时间段的高增益能量输出预做准备。

对应地，当副边开关采用负序控制时，三电平整流DC/DC变换器1在其副边开关的一个周期内的工作状态可根据图4A至4L推得，故于此不再赘述。

由上述可知，于本案的三电平整流DC/DC变换器1中，通过控制四个副边开关循环导通，可在运作过程中为谐振电感Lr储能，借此实现高增益的电压输出。再者，由于四个副边开关轮流进行导通，故自然可使四个副边开关具有相等的电流有效值及导通损耗，易于针对开关器件的热设计和选取。

于一些实施例中，为进一步提升三电平整流DC/DC变换器1的工作效率，可对副边开关采用同步整流控制方式，即在副边开关处于电流反向流通期间对其施加驱动，从而减少副边开关的导通损耗。

图6A为图1的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用正序控制及部分同步整流时的关键波形示意图，图6B为图1的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用负序控制及部分同步整流时的关键波形示意图。如图6A及图6B所示，当采用部分同步整流时，第一副边开关S21、第二副边开关S22、第三副边开关S23及第四副边开关S24除了在图3A及图3B所示的导通期间处于导通状态之外，还分别在第一副边开关S21、第二副边开关S22、第三副边开关S23及第四副边开关S24处于电流反向流通期间的部分时间段处于导通状态。于此实施例中，第一副边开关S21、第二副边开关S22、第三副边开关S23及第四副边开关S24的占空比均为25％，且仍相互保持90度的相位差，其开关频率亦仍然等于第一电压VAB的频率的一半。

图7A为图1的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用正序控制及完全同步整流时的关键波形示意图，图7B为图1的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用负序控制及完全同步整流时的关键波形示意图。如图7A及图7B所示，当采用完全同步整流时，第一副边开关S21、第二副边开关S22、第三副边开关S23及第四副边开关S24除了在图3A及图3B所示的导通期间处于导通状态之外，还分别在第一副边开关S21、第二副边开关S22、第三副边开关S23及第四副边开关S24处于电流反向流通期间的全部时间段处于导通状态。于此实施例中，第一副边开关S21与第四副边开关S24的驱动信号互补，第二副边开关S22与第三副边开关S23的驱动信号互补。

此外，依据原边开关的开关频率的变化与否，可将对于本案的三电平整流DC/DC变换器1的控制方式区分为变频控制及定频控制。

图8A为针对图1的三电平整流DC/DC变换器采用变频控制时的控制框图。当采用变频控制时，如图8A所示，三电平整流DC/DC变换器1还包含控制模块14a，其中控制模块14a架构于通过感测获得分别反映输入电压Vin、输出电压Vo及输出电流Io的输入电压信号Vin_FB、输出电压信号Vo_FB及输出电流信号Io_FB，并控制所有原边开关及副边开关的运作。控制模块14a包含调节器141，其中调节器141依据输出电压信号Vo_FB、输出电流信号Io_FB、输出参考电压Vo_ref及输出参考电流Io_ref产生调节信号。于此实施例中，控制模块14a还包含压控振荡器142及控制器143。压控振荡器142电连接于调节器141并依据调节信号产生所有原边开关的开关频率fs。控制器143电连接于压控振荡器142，并依据输入电压信号Vin_FB、输出电压信号Vo_FB及所有原边开关的开关频率fs产生所有副边开关的导通时间Ton。在变压器Tr的匝数比n一定的情况下，所有副边开关的导通时间Ton与输入电压Vin、输出电压Vo及所有原边开关的开关频率fs之间的关系符合图8A中所示的关系曲线。在实际应用中，副边开关的导通时间Ton可通过计算或查表获得。

图8B为针对图1的三电平整流DC/DC变换器采用定频控制时的控制框图。当采用定频控制时，所有原边开关的开关频率fs为固定，且大于谐振腔电路12的谐振频率。如图8B所示，三电平整流DC/DC变换器1还包含控制模块14b，其中控制模块14b架构于通过感测获得分别反映输入电压Vin、输出电压Vo及输出电流Io的输入电压信号Vin_FB、输出电压信号Vo_FB及输出电流信号Io_FB，并控制所有原边开关及副边开关的运作。控制模块14b包含调节器141，其中调节器141依据输出电压信号Vo_FB、输出电流信号Io_FB、输出参考电压Vo_ref及输出参考电流Io_ref产生调节信号。于此实施例中，控制模块14b还包含PWM控制器144，其中PWM控制器144电连接于调节器141，并依据调节信号产生所有原边开关及副边开关的驱动信号。

另外，于本案的三电平整流DC/DC变换器1中，谐振腔电路12的谐振电感Lr及谐振电容Cr有多种实施态样。图9例示出了一种谐振腔电路12的具体实施态样，于图9所示的实施例中，谐振电感Lr、原边绕组Np及谐振电容Cr依序串联连接于第一原边端121与第二原边端122之间。然并不以此为限，举例而言，谐振电容Cr亦可串联连接于副边绕组Ns与第二副边端124之间，谐振电感Lr亦可串联连接于副边绕组Ns与第一副边端123之间。再者，例如图10所示，于一些实施例中，谐振电感Lr包含原边谐振电感Lrp及副边谐振电感Lrs，其中原边谐振电感Lrp串联连接于原边绕组Np与第一原边端121之间，副边谐振电感Lrs串联连接于副边绕组Ns与第一副边端123之间；于一些实施例中，谐振电容Cr包含原边谐振电容Crp及副边谐振电容Crs，其中原边谐振电容Crp串联连接于原边绕组Np与第二原边端122之间，副边谐振电容Crs串联连接于副边绕组Ns与第二副边端124之间。

再者，于本案的三电平整流DC/DC变换器1中，原边电路的实际电路拓扑不受限制，可为例如但不限于全桥电路、半桥电路、串联半桥电路、飞跨电容三电平电路或中点钳位三电平电路。以下将例示两种原边电路的实际电路拓扑。

于一些实施例中，如图10所示，原边电路11a为全桥电路，其中原边电路11a包含相互并联连接的输入电容Cin、第一桥臂及第二桥臂。输入电容Cin上的电压为输入电压Vin。第一桥臂包含串联连接的第一原边开关S11及第二原边开关S12，第一原边开关S11与第二原边开关S12之间的节点B连接于第二原边端122。第二桥臂包含串联连接的第三原边开关S13及第四原边开关S14，第三原边开关S13与第四原边开关S14之间的节点A连接于第一原边端121。原边电路11a中的原边开关皆可实现零电压开通。图11为图10的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用正序控制时的关键波形示意图。图12为图10的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用正序控制及部分同步整流时的关键波形示意图。图13为图10的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用正序控制及完全同步整流时的关键波形示意图。对应地，三电平整流DC/DC变换器1在采用负序控制时关键波形示意图可依据图11至13推得，于此不再赘述。

于一些实施例中，如图14所示，原边电路11b为飞跨电容三电平电路，其中原边电路11b包含飞跨电容Cf2、第一桥臂及第二桥臂。第一桥臂的两端之间的电压为输入电压Vin，且第一桥臂的该两端分别连接于第二桥臂的两端。第一桥臂包含串联连接的第一输入电容C1及第二输入电容C2。第二桥臂包含依序串联连接的第一原边开关S11、第二原边开关S12、第三原边开关S13及第四原边开关S14。原边电路11b的飞跨电容Cf2的两端分别连接于第一原边开关S11与第二原边开关S12之间的节点和第三原边开关S13与第四原边开关S14之间的节点。第二原边开关S12与第三原边开关S13之间的节点A连接于第一原边端121，第一输入电容C1与第二输入电容C2之间的节点B连接于该第二原边端122。原边电路11b中的原边开关皆可实现零电压开通。图15为图14的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用正序控制时的关键波形示意图。图16为图14的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用正序控制及部分同步整流时的关键波形示意图。图17为图14的三电平整流DC/DC变换器在其副边开关采用正序控制及完全同步整流时的关键波形示意图。对应地，三电平整流DC/DC变换器1在采用负序控制时关键波形示意图可依据图15至17推得，于此不再赘述。

综上所述，本案提供一种三电平整流DC/DC变换器，其在具备谐振型电路特点的同时亦可满足双向工作的需求。此外，其具有副边短路储能特性，可借此实现高电压增益输出。副边开关管的两端的最高电压为输出电压的一半，可以选择耐压较低的器件，易于开关器件的选取及降低成本。另外，通过控制四个副边开关循环导通，可在运作过程中通过副边电路等效为短路而为谐振电感储能，从而实现高增益的电压输出。再者，由于四个副边开关轮流进行导通，故自然可使四个副边开关具有相等的电流有效值及导通损耗，易于针对开关器件的热设计和选取。

须注意，上述仅是为说明本案而提出的较佳实施例，本案不限于所述的实施例，本案的范围由如附权利要求书决定。且本案得由熟悉此技术的人士任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱如附权利要求书所欲保护的范围。