电力转换装置的控制电路的制作方法

1.本发明涉及例如功率因数改善电路等电力转换装置的控制电路和该电力转换装置。


背景技术：

2.例如在以电流临界模式进行动作的功率因数改善电路(下面称为pfc电路。)中，需要在电感器电流为零后使开关元件接通。因此，需要正确检测电感器电流的零点(例如，参照非专利文献1)。
3.现有技术文献
4.专利文献
5.非专利文献1：qingyun huang et al.,”predictive zvs control with improved zvs time margin and limited variable frequency range for a99％efficient,130w/in3 mhz gan totem-pole pfc rectifier,”ieee transactions on power electronics,vol.34,no.7,2018


技术实现要素：

6.发明要解决的技术问题
7.以往，在该电感器电流的检测电路中，使用分流电阻和运算放大器、比较器进行了电流检测(例如，参照非专利文献1)。因此，产生ic的延迟、或在噪声去除用的滤波器中的延迟，存在不能正确进行零检测的问题。
8.图2是用于说明现有例的电流检测电路中的电感器电流il的零检测的延迟的时序图。在图2中，图示了零检测用比较结果信号的理想值和实际值。图2的td表示基于运算放大器及噪声滤波器的延迟用的零检测的延迟时间。即，根据比较器ic的延迟、噪声滤波器的时间常数，比较器自理想值的电流零检测点起延迟而上升，所以如图2所示负电流增加。
9.图3a是用于说明因所述电感器电流的零检测的延迟带来的开关电源装置的损耗增加的机理的开关电源装置的电路图，图3b是表示图3a的开关电源装置的动作的时序图。在图3a中，开关电源装置具备交流电源1、电感器2、开关元件s1～s4、平滑用电容器3和负载电阻4。在图3b中，示出了电感器电流il、开关元件s2的漏极/源极间电压vds、针对开关元件s2的驱动信号g2、针对开关元件s1的驱动信号g1。这里，t1表示根据电感器电流il的负电流进行软开关的期间。
10.通过基于所述软开关的延迟，如图3c及图3d所示，电感器电流il的负电流在开关元件s2的主体二极管中流过。通过该多余的负电流流过，开关电源装置的损耗增大。
11.特别是在小型大容量电源的研发过程中，需要进行高频且大电流的检测，针对此点的解决方案成为课题。
12.本发明的目的是解决上述的问题，提供一种电力转换装置的控制电路及该电力转换装置，在以电流临界模式进行动作的pfc电路中，与现有技术相比能够准确地正确检测电
感器电流的零点。
13.用于解决技术问题的方案
14.有关本发明的一个方式的电力转换装置的控制电路，其特征在于，该电力转换装置包括pfc电路，该pfc电路包括电感器，并以电流临界模式进行动作，所述电力转换装置的控制电路具备：第一检测电路，检测所述电感器的电流、或者与所述电感器的电流对应或者包含所述电感器的电流在内的电流，并将与检测到的电流对应的电压以预定的增益进行放大，然后作为检测电压进行输出；比较器，将所述检测电压与预定的基准电压进行比较，并输出比较结果信号；第二检测电路，检测所述电力转换装置的输入电压；以及第三检测电路，检测所述电力转换装置的输出电压，所述控制电路根据检测到的所述输入电压、检测到的所述输出电压v、预先设定的延迟时间、所述电感器的电感值、将通过所述第一检测电路检测的电流转换为电压时的转换系数、电源电压以及所述增益的增益，计算用于使检测所述电感器的电流的零值时的延迟实质上为零的基准电压并输出至所述比较器。
15.发明效果
16.因此，根据本发明，在以电流临界模式进行动作的pfc电路中，能够防止电感器电流的检测延迟，与现有技术相比准确地正确检测电感器电流的零点。由此，电力转换装置的损耗降低，并关系到电源装置的高密度化。
附图说明
17.图1a是表示具备有关实施方式的控制电路20的开关电源装置的结构例的电路图。
18.图1b是表示图1a的电流检测部5的结构例的电路图。
19.图2是用于说明现有例的电流检测电路中的电感器电流的零检测的延迟的时序图。
20.图3a是用于说明因所述电感器电流的零检测的延迟带来的开关电源装置的损耗增加的机理的开关电源装置的电路图。
21.图3b是表示图3a的开关电源装置的动作的时序图。
22.图3c是用于说明因所述电感器电流的零检测的延迟带来的开关电源装置的损耗增加的机理的开关电源装置的电路图。
23.图3d是表示图3c的开关电源装置的动作的时序图。
24.图4a是表示有关现有例的电流检测部的结构例的电路图。
25.图4b是表示图4a的电流检测部的动作的时序图。
26.图4c是表示有关实施方式的电流检测部5的结构例的电路图。
27.图4d是表示图4c的电流检测部5的动作的时序图。
28.图5是表示有关实施方式的电流检测部5的动作的图表。
29.图6是表示使用了有关实施方式的pfc电路的电力转换装置的结构例的框图。
30.图7是用于说明有关实施方式的电流检测部5所使用的基准电压vref的导出方法的波形图。
31.图8a是用于说明有关实施方式的通过电流检测部5进行的pfc电路的软开关的波形图。
32.图8b是用于说明有关实施方式的通过电流检测部5进行的pfc电路的软开关的波
形图。
33.图9是用于说明有关变形例的电流检测部5所使用的基准电压vref的导出方法的波形图。
34.图10a是表示有关变形例1的开关电源装置的结构例的框图。
35.图10b是表示有关变形例2的开关电源装置的结构例的框图。
36.图11a是表示有关变形例3的开关电源装置的结构例的框图。
37.图11b是表示有关变形例4的开关电源装置的结构例的框图。
38.图12是表示图1b的电流检测部5的变形例的电路图。
具体实施方式
39.下面，参照附图对有关本发明的实施方式进行说明。另外，对于相同或者同样的构成要素标注相同的附图标记。
40.图1a是表示具备有关实施方式的控制电路20的开关电源装置的结构例的电路图。
41.在图1a中，有关本实施方式的开关电源装置具备交流电源1、作为电抗器的电感器2、被桥接的开关元件s1～s4、平滑用电容器3、负载电阻4、分流电阻rs和控制电路20。其中，控制电路20具备控制器10、电流检测部5、驱动信号产生电路11、输入电压检测电路12和输出电压检测电路13。
42.通过交流电源1产生的输入电压vin经由分流电阻rs及电感器2被输入到开关元件s1～s4的桥接电路。各开关元件s1～s4根据来自驱动信号产生电路11的驱动信号g1～g4进行接通/断开控制，由此在输入电压vin被开关之后，经由平滑用电容器3而被平滑后的直流电压作为输出电压vout被输出至负载电阻4。
43.分流电阻rs将电感器电流il转换为电压值并输出至电流检测部5。输入电压检测电路12检测输入电压vin并输出至控制器10，输出电压检测电路13检测输出电压vout并输出至控制器10。控制器10根据所输入的各信号，以例如以电流临界模式产生驱动信号g1～g4的方式控制驱动信号产生电路11。另外，控制器10具备产生以详细后述的方法预先确定的基准电压vref的da转换器10a。
44.图1b是表示图1a的电流检测部5的结构例的电路图。在图1b中，电流检测部5具备运算放大器21和比较器22而构成。另外，vcc表示电源电压。
45.运算放大器21将与通过分流电阻rs所检测的电感器电流il对应的电压放大，将放大电压vamp输出至比较器22。比较器22将所输入的放大电压vamp与来自控制器10内的da转换器10a的基准电压vref进行比较，产生比较结果电压vcomp并输出至控制器10。响应该输出，控制器10根据比较结果电压vcomp检测电感器电流il的零电流，并根据此以例如使进行电流临界模式的开关动作并产生驱动信号g1～g4的方式控制驱动信号产生电路11。另外，基准电压vref的极性根据向pfc电路的输入电压vin(图1a)、即根据电感器电流il的朝向而反转。
46.根据具备如上所述构成的控制电路20的开关电源装置，使比较器22的基准电压vref根据延迟时间而变化，由此能够防止检测延迟。由此，能够防止因临界模式pfc电路中的电感器电流il的零点检测延迟带来的效率恶化。下面，对本实施方式的作用效果进行详细说明。
47.图4a是表示有关现有例的电流检测部的结构例的电路图，图4b是表示图4a的电流检测部的动作的时序图。如图4a所示，在比较器22的基准电压vref例如为vcc/2等一定的电压时，如图4b所示，产生延迟时间tdelay。
48.图4c是表示有关实施方式的电流检测部5的结构例的电路图，图4d是表示图4c的电流检测部5的动作的时序图。如图4c所示，由于控制器10的da转换器10a，使基准电压vref根据延迟时间而上升。即，在输入电压为交流的pfc电路中，通过根据输入电压vin使基准电压vref变化，如图4d所示，通过与图4b的比较，能够减少延迟时间tdelay。另外，在图4d中，
49.(1)td_amp表示基于运算放大器21的放大动作的延迟时间，
50.(2)td_comp表示基于比较器22的比较动作的延迟时间，
51.(3)tdead-time表示开关元件s1、s2的死区时间。
52.图5是表示有关实施方式的电流检测部5的动作的图表。在图5中，例如图示vcc＝3v、tdelay＝50ns、vin(rms)＝200v、f
line
＝50hz时的基准电压vref(输入电压vin的半周期)的一例。通过使用图1b及图5c的电流检测部5及控制器10，将由延迟时间tdelay导出的基准电压vref反馈输入给电流检测部5的比较器22，能够减少延迟时间tdelay。
53.下面，对基准电压vref的导出方法的一例进行说明。
54.图6是表示使用了有关实施方式的pfc电路的电力转换装置的结构例的框图。在图6中，电力转换装置具备交流电源1、pfc电路100、dc/dc转换器101和负载102而构成。控制对象是pfc电路，所以是输入交流电压及输出直流电压，分别设为vin(t)、vout。输入电压vin由下式表示。
55.[数式1]
[0056][0057]
其中，输入电压vin(rms)及线路频率f
line
因国家、地域而不同，它们的一例如下所示。
[0058]
vin(rms)＝100v，200v，230v
[0059]fline
＝50hz或者60hz
[0060]
在使用图1b及图4c的电流检测部5时，设分流电阻rs的电阻值为rs，设运算放大器21的增益为g，设对运算放大器21及比较器22施加的电压为vcc。
[0061]
图7是用于说明有关实施方式的电流检测部5所使用的基准电压vref的导出方法的波形图。
[0062]
输入电压vin的半周期中的电感器电流il如图7的图表那样，在右侧图示提取一开关周期量的放大图。其中，电感器电流il的斜率根据vin(t)、vout、电感值l而求得。根据电流零的检测延迟时间tdelay，在延迟时间中变化的电流变动量δidelay由下式表示。
[0063]
[数式2]
[0064][0065]
只要按照该电流变动量δidelay尽早检测出电流零即可。通过对该电流变动量δidelay乘以分流电阻的电阻值rs及运算放大器21的增益g而能够转换为电压，所以考虑了延迟时间的基准电压vref由下式表示。
[0066]
[数式3]
[0067][0068]
图8a及图8b是用于说明有关实施方式的基于电流检测部5的pfc电路的软开关的波形图。其中，图8a是vin》vout/2时的波形图，图8b是追加接通时间控制时的波形图。
[0069]
在本实施方式中使用公知的tcm(triangular current mode，三角电流模式)控制方法，其特征在于，仅使比较器22的基准电压vref变化而进行tcm控制。在图8a及图8b中，各符号如下所示。
[0070]
vin：输入电压
[0071]
vds：主开关元件的漏极/源极间电压
[0072]
il：电感器电流
[0073]
vgs：主开关元件的栅极/源极间电压
[0074]
在以上的实施方式中，控制器10根据所检测的输入电压vin及输出电压vout、预先设定的延迟时间、电感器2的电感值、分流电阻rs的电阻值(在后述的变形例中，是指将电流检测时的电感器电流il转换为电压时的转换系数，通常是指该转换系数。)、电源电压vcc、运算放大器21的增益，计算用于使检测电感器电流il的零值时的延迟实质上为零的基准电压vref，并输出至比较器22。由此，在具备以电流临界模式进行动作的pfc电路的电力转换装置中，能够防止电感器电流的检测延迟，与现有技术相比准确地正确检测电感器电流的零点。
[0075]
在图8a的vin》vout/2的条件下，用于提取开关元件的电荷的负电流不足，不能进行软开关。因此，使用tcm控制方法，使同步整流开关元件从电流零检测点仅接通持续预定的追加时间α[ns]，由此流过用于提取电荷用的负电流。
[0076]
图8a及图8b所图示的软开关手法通过接通持续 α[ns]来提供追加接通时间而流过软开关所需要的负电流。但是，如下面参照图9所示的那样，还能够以通过使基准电压vref变化而流过软开关所需要的负电流的方式进行调整。
[0077]
图9是用于说明有关变形例的电流检测部5所使用的基准电压vref的导出方法的波形图。如图9所示，针对图5的仅延迟防止控制的基准电压vref，使仅在预定的时间期间例如以椭圆形状降低。其中，软开关所需要的负电流能够根据输入电压vin、输出电压vout及电感器2的电感l而求得，通过追加至考虑了延迟时间的基准电压vref来实现。
[0078]
图10a是表示有关变形例1的开关电源装置的结构例的框图。在图1a的实施方式中，检测在分流电阻rs流过的电感器电流il，但本发明不限于此，也可以如图10a那样，例如使用ct(current transformer，电流互感器)、霍尔元件、gmr(giant magneto resistive effect，巨磁阻效应)元件等电流传感器14检测电感器电流il。
[0079]
图10b是表示有关变形例2的开关电源装置的结构例的框图。在图10b中，也可以将分流电阻rs1插入到开关元件s2、s4的接地侧和负载电阻4之间，检测电感器电流il的零点。
[0080]
图11a是表示有关变形例3的开关电源装置的结构例的框图。图11a表示同步整流方式升压型pfc电路的一例。在图11a中，开关电源装置具备交流电源1、被桥接的四个二极管d1～d4、作为电抗器的电感器2、开关元件s11、s12、分流电阻rs2、平滑用电容器3和负载
电阻4而构成。在图11a中，当在同步整流方式升压型pfc电路中应用本实施方式的情况下，优选的是，将检测电感器电流il的零点的分流电阻rs2插入到开关元件s12和平滑用电容器3之间。
[0081]
图11b是表示有关变形例4的开关电源装置的结构例的框图。在图11b的变形例4中，替代图11a的变形例3，也可以将检测电感器电流il的零点的分流电阻rs3插入到二极管d1、d4和电感器2之间。
[0082]
在以上的变形例2～4中构成为，检测与电感器电流il对应的电流或者包含电感器电流il在内的电流。
[0083]
图12是表示图1b的电流检测部5的变形例的电路图。在图12中，替代控制器10，以具备控制器10a作为特征，该控制器10a具有da转换器10a、比较器22及信号处理部10b。其中，信号处理部10b根据来自比较器22的比较结果信号vcomp，进行变更上述的基准电压vref的信号处理。
[0084]
在dsp(数字信号处理器)等控制器中，不仅具有ad转换器、da转换器，而且还内置有比较器的功能。通过使用内置的比较器22，具有不需要外置的比较器ic的优点。
[0085]
如以上说明的那样，根据实施方式及变形例，在具备以电流临界模式进行动作的pfc电路的电力转换装置中，能够防止电感器电流的检测延迟，与现有技术相比准确地正确检测电感器电流的零点。由此，电力转换装置的损耗降低，并关系到电源装置的高密度化。特别是不使用磁性体，所以在进行高频驱动时也不增加损耗，不需要追加部件。并且，如果应用使基准电压vref变化的方法，则能够容易安装使用了电压共振的软开关功能。
[0086]
在以上的实施方式或者变形例中对开关电源装置进行了说明，但本发明不限于此，能够应用于包括开关电源装置的各种电力转换装置。
[0087]
产业上的可利用性
[0088]
如以上详细叙述的那样，根据本发明，在以电流临界模式进行动作的pfc电路中，能够防止电感器电流的检测延迟，与现有技术相比准确地正确检测电感器电流的零点。由此，电力转换装置的损耗降低，并关系到电源装置的高密度化。
[0089]
附图标记说明
[0090]
1：交流电源；2：电感器；3：平滑用电容器；4：负载电阻；5：电流检测部；10、10a：控制器；10a：da转换器(dac)；10b：信号处理部；11：驱动信号产生电路；12：输入电压检测电路；13：输出电压检测电路；14：电流传感器；20：控制电路；21：运算放大器；22：比较器；100：pfc电路；101：dc/dc转换器；102：负载；d1～d4：二极管；rs、rs1、rs2、rs3：分流电阻；s1～s4、s11、s12：开关元件。