一种基于相电压占空比计算的电机预测控制方法与流程

1.本发明涉及电机控制技术方向，属于电机学领域，更具体的说，是涉及一种 基于相电压占空比计算的电机预测控制方法。


背景技术：

2.在机械传动系统之中，扭矩是生产设备系统性能的最典型机械量之一，广泛 应用于电机负载模拟和扭矩扳手等设备当中。传统的电动扭矩生成方式为传统直 接转矩控制，通过选择合适的电压矢量实现电机转矩的直接控制，但是其控制稳 定性比较差，稳定时的转矩和电流脉动比较大，无法满足日益提高的高精度转矩 控制。模型预测控制(model predictive control，mpc)是产生于工业过程控制 的在线优化控制算法，随着微控制技术的发展，mpc能够实现伺服驱动等短周 期的控制过程，且由于其能够根据目标函数选择下一时刻的最优控制参数，实现 了在线修正，具有较高的动态响应控制性能。但是电压矢量预测仍然存在着因为 控制周期和电压矢量幅值一定的原因，预测控制得到的转矩存在着较为明显的脉 动。


技术实现要素：

3.本发明的目的是为了克服现有技术中的不足，提出一种基于相电压占空比计 算的电机预测控制方法，通过电流环中相邻周期内电流变化量不明显的特性，计 算出对应电压矢量的占空比，从而根据占空比将对应电压矢量合成，根据目标函 数选择最优解，实现对电机下一时刻的最优控制。该控制方法可以有使得电机控 制的稳定性进一步提高，减少预测控制过程中，由于电压矢量幅值固定导致的超 调量。
4.本发明的目的是通过以下技术方案实现的。
5.本发明基于相电压占空比计算的电机预测控制方法，包括以下过程：
6.第一步：数据采集
7.接通交流电源，通过整流模块实现信号的ac-dc变换，得到直流电压信号 为电机监测控制系统中各模块供电，通过电机监测控制系统中的逆变器模块实现 信号的dc-ac变换，为电机供电；在电机直流母线上利用直流电压传感器采集 直流电压u
dc
，在电机三相电流信号线上利用直流电流传感器分别采集三相电流 信号ia、ib、ic；通过电机自带的光电增量式编码器得到计数信息，解码测得电 机的转速ωr和旋转角θ；
8.第二步：占空比计算
9.根据采集得到的三相电流信号ia、ib、ic和旋转角θ，利用park变换得到瞬 时电流id(k)和iq(k)，令id(l)＝id(k)，iq(l)＝iq(k)，连同将公式(1)和公式(2) 一起代入公式(3)计算出对应的δi和δj，再根据公式(4)计算出零矢量占空比 δ0；
[0010][0011]id*
(l 1)＝0
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)
[0012][0013]
δ0＝1-max(δi,δj)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0014]
其中，id(l)与iq(l)分别是电流环l周期时候的测量电流在d轴、q轴上的分量， id(k)与iq(k)分别是转矩环k周期时候的电流值在d轴、q轴上的分量， k＝nl，n＝定标所需环数；i
d*
(l 1)、i
q*
(l 1)分别是电流环l 1周期时 id(l 1)、iq(l 1)的参考量；u
di
、u
dj
分别是电压矢量ui、uj在d轴上的投影分 量，u
qi
、u
qj
分别是电压矢量ui、uj在q轴上的投影分量，δi、δj分别是为对应电 压矢量ui、uj在调制过程中的占空比；t
si
是电流环的控制周期；ls是定子电感； pn为电机极对数；为永磁体磁链；t
e*
(l 1)是电流环l 1周期时刻的参考转 矩值；
[0015]
根据公式(5)对δi、δj、δ0的合理性进行验证，将不满足式(5)的可能性排除 掉，剩下的根据式(6)～(10)计算转矩环k 1周期时候的转矩te(k 1)与磁链预 测值
[0016][0017][0018][0019][0020][0021][0022]
其中，id(k 1)、iq(k 1)分别是转矩环k 1周期时候的电流值在d轴、q 轴上的分量，t
sω
是转矩环的控制周期，l是定子电感，分 别是转矩环k 1周期时候的磁链值在d轴、q轴上的分量，te(k 1)是转矩的 k 1周期的预测值，是磁链的k 1周期的预测值；
[0023]
根据目标函数ε(u)求出使得控制效果最接近参考量的最优解δ
op
、δ
opj
、δ
op0
；
[0024][0025]
其中，t
e*
(k 1)是转矩环k 1周期时刻的参考转矩值，β是平衡转矩与磁 链的影响因子，是转矩环k 1周期时刻的参考磁链值；
[0026]
第三步：pwm调制
[0027]
根据最优解δ
op
、δ
opj
、δ
op0
与对应的电压矢量组合计算k 1周期时候d-q 坐标轴下的分解电压矢量ud(l 1)、uq(l 1)：
[0028][0029]
其中，u
opdi
是最优解δ
opi
对应的电压矢量ui在d轴上的分量，u
opdj
是最优 解δ
opj
对应的电压矢量uj在d轴上的分量，u
opqi
是最优解δ
op
对应的电压矢量ui在q轴上的分量，u
opqj
是最优解δ
oj
对应的电压矢量uj在q轴上的分量；
[0030]
结合通过电机自带光电增量式编码器得到的电机旋转角θ，利用anti
–
park 变换将d-q坐标轴下的分解电压矢量ud(k 1)、uq(k 1)转换为α-β固定坐 标系下的电压矢量u
α
(k 1)和u
β
(k 1)；
[0031]
根据旋转角θ确定电压矢量所在扇区，并将u
α
(k 1)、u
β
(k 1)转化为构成 该扇区边界的两个标准电压矢量的分量u
b1
、u
b2
，并根据式(13)计算出电压 矢量u
b1
、u
b2
对应的有效时间t
b1
、t
b2
；
[0032][0033][0034]
其中，u
b1
、u
b2
分别是扇区的顺、逆时针方向边界电压分量；
[0035]
根据确定的扇区电压矢量的有效时间t
b1
、t
b2
，选择通过七段式svpwm脉 宽调制方法确定三相逆变器的开关时间节点，建立比较器来控制三相逆变器开关 状态，从而供给三相电压驱动电机按照设定的控制效果运转。
[0036]
所述电机监测控制系统包括交流电源、整流电路、电机、dsp芯片、逆变器、 直流电压传感器、直流电流传感器；所述电机采用森创公司系列的交流伺服电机 80cb075c-500000，此电机自带光电增量式编码器，dsp芯片选用tms320f28335， 具有ad转换功能；所述直流电压传感器选用了hv300gb霍尔电压传感器，连 接于电机的直流母线上；所述直流电流传感器选择chb-25np/sp9闭环霍尔电流 传感器，设置三个，分别连接于电机的三相电流信号线上；所述光电增量式编码 器、直流电压传感器、直流电流传感器的输出端均与dsp芯片输入端连接；所 述逆变器选用fsbb30ch60，其输入端与dsp芯片输出端连接，输出端与电机 连接；所述整流电路采用不可控硅整流模块，其输入端与交流电源连接，输出端 分别与电机监测控制系统中需要供电的各部件连接。
[0037]
根据三相逆变器6个功率开关的通断，共可以产生8种不同的开关状态，包 括2个效果相同的零电压矢量u0、u7与6个幅值相同的电压矢量u1、u2、u3、 u4、u5、u6，第二步中电压矢量ui、uj均可取u0、u1、u2、u3、u4、u5、u6、 u7。
[0038]
根据电压空间矢量将复平面α-β划分为六个扇区：在α-β坐标系中，逆时 针方向为正，与α轴的夹角θ为0～60
°
时，划分为扇区i，60
°
～120
°
时划分为 扇区ⅱ，120
°
～180
°
时划分为扇区ⅲ，180
°
～240
°
时划分为扇区ⅳ，240
°
～300
°ꢀ
时划分为扇区
ⅴ
，300
°
～360
°
时划分为扇区ⅵ。
[0039]
与现有技术相比，本发明的技术方案所带来的有益效果是：
[0040]
(1)本发明通过两个有效矢量和零矢量合成后，其合成电压矢量方向和幅 值均可改变的特性，提高了电机控制的电流控制性能。
[0041]
(2)本发明利用双闭环控制周期之间的关系，提出了占空比预测计算的方 法，实
现了基于占空比的预测模型控制，避免了预测控制中传统电压矢量所导致 的超调现象，进一步提升了电机预测控制中的动态控制性能，降低了控制中的转 矩脉动。
[0042]
(3)本发明引入了占空比合理性的判断机制，在预测模型中对不合理的占 空比进行筛除，降低了预测模型中的数据计算量，节省了计算时间，提升了控制 模型的动态性能。
附图说明
[0043]
图1是d-q坐标系关系图；
[0044]
图2是电压矢量与扇区的对应关系图；
[0045]
图3是电机监测控制系统示意图；
[0046]
图4是电机监测控制系统流程图。
具体实施方式
[0047]
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面对本发明实施方式作进 一步地详细描述。应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于说明和解释 本发明，并不用于限制本发明。
[0048]
本发明基于相电压占空比计算的电机预测控制方法，包括以下过程：
[0049]
第一步：数据采集
[0050]
接通交流电源，通过整流模块实现信号的ac-dc变换，得到直流电压信号 为电机监测控制系统中各模块供电，通过电机监测控制系统中的逆变器模块实现 信号的dc-ac变换，为电机供电。在电机直流母线上利用直流电压传感器采集 直流电压u
dc
，在电机三相电流信号线上利用直流电流传感器分别采集三相电流 信号ia、ib、ic。通过电机自带的光电增量式编码器得到计数信息，解码测得电 机的转速ωr和旋转角θ。
[0051]
其中，如图3和图4所示，所述电机监测控制系统包括交流电源、整流电路、 电机、dsp芯片、逆变器、直流电压传感器、直流电流传感器。所述电机采用森 创公司系列的交流伺服电机80cb075c-500000，此电机自带光电增量式编码器， dsp芯片选用tms320f28335，具有ad转换功能。所述直流电压传感器选用了 hv300gb霍尔电压传感器，连接于电机的直流母线上。所述直流电流传感器选 择chb-25np/sp9闭环霍尔电流传感器，设置三个，分别连接于电机的三相电流 信号线上。所述光电增量式编码器、直流电压传感器、直流电流传感器的输出端 均与dsp芯片输入端连接。所述逆变器选用fsbb30ch60，其输入端与dsp芯 片输出端连接，输出端与电机连接。所述整流电路采用不可控硅整流模块，其输 入端与交流电源连接，输出端分别与电机监测控制系统中需要供电的各部件连接。
[0052]
第二步：占空比计算
[0053]
电机定子磁链与三相坐标系的关系如图1所示，是电机的定子磁链，为 定子磁链在d轴上的分量，为定子磁链在q轴上的分量，δ为电机定子磁链与d轴 的夹角。
[0054]
永磁同步电机的定子磁链在d-q坐标系中以投影的形式可以表示为：
[0055][0056][0057]
其中，根据式(1)和式(2)可以得到在d-q坐标系下的定子电流方程为：
[0058][0059][0060]
其中，id为电流在d轴上的分量，iq为电流在q轴上的分量，ld、lq分别为d轴、 q轴的定子电感，为永磁体磁链。将式(3)和式(4)结合得到电磁转矩te的 方程：
[0061][0062]
其中，pn为电机极对数，将式(3)和将式(4)代入到式(5)可以进一步得到：
[0063][0064]
从式(6)可以看出电机的电磁转矩包含两部分：由电机的定子转子之间的磁 场相互作用产生的电磁转矩；由电机的凸极结构产生的磁阻转矩。对于表贴式三 相永磁同步电机，定子电感ld＝lq＝ls，因此可以取电机的转矩增量方程：
[0065][0066]
其中，δte与δδ分别为电机转矩和转子变化角度在一个周期内的变化量。在 一个控制周期之中，由于机械时间常数远大于电气时间常数，电机的转子位置变 化很小，故可通过控制定子磁链迅速改变其转矩角或稳定幅值，使转矩快速变化。 根据电机转矩与磁链之间的关系，可知磁链方程的变化可以直接对电机的运动状 态进行控制。电机的磁链方程为：
[0067][0068]
式中，us、rs、is分别为定子电压、定子电阻和定子电流，若忽略定子电阻 的影响，电机的磁链公式可以简化为定子电压关于时间的积分。最终，通过逆变 器控制电机三相电压的变化，即可以改变电机的输出转矩，从而达到转矩控制的 目的。
[0069]
根据三相逆变器6个功率开关的通断，共可以产生8种不同的开关状态，包 括2个效果相同的零电压矢量u0、u7与6个幅值相同的电压矢量u1、u2、u3、 u4、u5、u6，如表1所示。同时，可以根据电压空间矢量将复平面(α-β坐标 系)划分为六个扇区，如表2所示。电压矢量与扇区的对应关系如图2所示。
[0070]
表1电压矢量与开关关系图
[0071][0072]
表2扇区划分表
[0073][0074]
根据电压矢量合成的原理，可以将定子电压矢量us分解为电压矢量ui、uj、 u0与其作用时间ti、tj、t0乘积的关系，如公式(9)所示。在这种情况下，由六 种电压矢量构成的六
边形区域内的任何电压矢量都可以由三相逆变器产生。
[0075][0076]
在假定不计算电机涡流、磁滞损耗及转子阻尼绕组，且定子磁场呈正弦分布， 定子三相绕组的感应电动势为正弦波的情况下，永磁同步电机在d-q坐标系下 的数学模型可以表示为：
[0077][0078]
其中，ωr为转子的电角速度，ud是电机定子电压的d轴上的分量，uq是电 机定子电压的q轴上的分量。电机每个控制周期的电压由三相逆变器控制，其由 6个功率开关器件组成，上下两个功率器件互补导通。
[0079]
在电机控制过程中，双闭环控制中的转矩环，由于需要进行转矩定标，其周 期通常比电流环的控制周期更长，因此可以认定在较短的电流环控制周期内电流 的给定值保持不变。
[0080][0081]
其中，id(l)与iq(l)分别是电流环l周期时候的测量电流在d轴、q轴上的分量； i
d*
(l 1)、i
q*
(l 1)分别是电流环l 1周期时id(l 1)、iq(l 1)的参考量；u
di
、 u
dj
分别是电压矢量ui、uj在d轴上的投影分量；u
qi
、u
qj
分别是电压矢量ui、uj在q 轴上的投影分量；δi、δj分别是为对应电压矢量ui、uj在调制过程中的占空比；t
si
是电流环的控制周期；ls是定子电感。
[0082]
根据方程组可以解得对应分区内的有效占空比δi和δj，其中占空比的值应该 大于等于0并小于等于1。零矢量占空比δ0应该表示为：
[0083]
δ0＝1-max(δi,δj)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(12)
[0084]
因为采用id＝0的控制方案，所以只需根据电机设定的扭矩参考量计算第 l 1周期时刻电流环的i
q*
(l 1)。
[0085][0086]id*
(l 1)＝0
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(14)
[0087]
其中，pn为电机极对数；为永磁体磁链；t
e*
(l 1)是电流环l 1周期时 刻的参考转矩值。
[0088]
根据采集得到的三相电流信号ia、ib、ic和旋转角θ，利用park变换得到瞬 时电流id(k)和iq(k)，令id(l)＝id(k)，iq(l)＝iq(k)，id(k)与iq(k)分别是转矩环 k周期时候的电流值在d轴、q轴上的分量，k＝nl，n＝定标所需环数。连同将 公式(13)和公式(14)一起代入公式(11)计算出对应的δi和δj，再根据公式 (12)计算出零矢量占空比δ0。
[0089]
根据公式(15)对δi、δj、δ0的合理性进行验证，将不满足式(15)的可能性排 除掉，剩下的根据式(16)～(20)计算转矩环k 1周期时候的转矩te(k 1)与磁链 预测值
[0090][0091][0092][0093][0094][0095][0096]
其中，id(k 1)、iq(k 1)分别是转矩环k 1周期时候的电流值在d轴、q 轴上的分量，t
sω
是转矩环的控制周期，l是定子电感，分 别是转矩环k 1周期时候的磁链值在d轴、q轴上的分量，te(k 1)是转矩的 k 1周期的预测值，是磁链的k 1周期的预测值。
[0097]
根据控制需求，可以构建目标函数ε(u)，评定不同电压矢量的控制准确情况：
[0098][0099]
其中，t
e*
(k 1)是转矩环k 1周期时刻的参考转矩值，β是平衡转矩与磁 链的影响因子，是转矩环k 1周期时刻的参考磁链值。
[0100]
根据公式(21)求出使得控制效果最接近参考量的最优解δ
opi
、δ
opj
、δ
op0
， 即求得使目标函数ε(u)最小的转矩和磁链的k 1周期的预测值te(k 1)和 进一步确定计算得到该预测值的对应占空比δ
opi
、δ
opj
、δ
op0
。
[0101]
第三步：pwm调制
[0102]
根据最优解δ
op
、δ
op
、δ
op0
与对应的电压矢量组合计算k 1周期时候d-q 坐标轴下的分解电压矢量ud(k 1)、uq(k 1)：
[0103][0104]
其中，u
opdi
是最优解δ
opi
对应的电压矢量ui在d轴上的分量，u
opdj
是最优 解δ
opj
对应的电压矢量uj在d轴上的分量，u
opqi
是最优解δ
opi
对应的电压矢量ui在q轴上的分量，u
opqj
是最优解δ
opj
对应的电压矢量uj在q轴上的分量.
[0105]
结合通过电机自带光电增量式编码器得到的电机旋转角θ，利用anti
–
park 变换将d-q坐标轴下的分解电压矢量ud(k 1)、uq(k 1)转换为α-β固定坐 标系下的电压矢量u
α
(k 1)和u
β
(k 1)。
[0106]
根据旋转角θ确定电压矢量所在扇区，并将u
α
(k 1)、u
β
(k 1)转化为构成 该扇区边界的两个标准电压矢量的分量u
b1
、u
b2
，并根据式(23)计算出电压 矢量u
b1
、u
b2
对应的有效时间t
b1
、t
b2
。
[0107][0108][0109]
其中，u
b1
、u
b2
分别是扇区的顺、逆时针方向边界电压分量。
[0110]
以电压矢量在第i扇区为例，可以计算得到u
α
(k 1)和u
β
(k 1)在u1和u2上的有效时间为：
[0111][0112]
其中，t1、t2分别为电压矢量u1、u2的有效时间。
[0113]
确定了扇区电压矢量的有效时间t
b1
、t
b2
以后，就可以选择通过七段式 svpwm脉宽调制方法确定三相逆变器的开关时间节点，建立比较器来控制三相 逆变器开关状态，从而供给三相电压驱动电机按照设定的控制效果运转。
[0114]
尽管上面结合附图对本发明的功能及工作过程进行了描述，但本发明并不局 限于上述的具体功能和工作过程，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是 限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权 利要求所保护的范围情况下，还可以做出很多形式，这些均属于本发明的保护之 内。