基于线性自抗扰控制的并网逆变器电流环控制系统和方法与流程

1.本发明属于并网逆变器控制技术领域，具体涉及一种基于线性自抗扰控制的并网逆变器电流环控制系统和方法。


背景技术：

2.针对lcl型并网逆变器存在的谐振和耦合问题，在传统的电流环pi控制器上添加阻尼环节，其中，最为常用的阻尼方法有虚拟电阻法、陷波器法等。然而，上述控制方法中存在需要更多传感器、高度依赖于系统模型精度等缺陷，难以直接应用到复杂的工业应用当中。基于自抗扰控制的lcl并网逆变器电流环控制，能将参数误差、对象耦合、谐振尖峰和电网波动等内外扰动通过线性扩张状态观测器进行实时观测和补偿，降低对模型的依赖程度，提高了系统的鲁棒性和稳定性，可实现高质量的电网电流控制。但是由于非线性自抗扰控制稳定性分析复杂，且对处理器运算能力要求比较高，所以在实际工程应用中通常采用的是线性自抗扰控制ladrc。其中，基于电网电流反馈的线性自抗扰控制器阶次高，需要控制的状态变量多，输出信号中的相位滞后大，参数选择也越复杂，控制的难度因而较大，限制了其在工程中的应用。此外，ladrc虽然对于大扰动和大不确定性有比较好的抑制效果，但是对于小幅值低频的谐波干扰抑制效果较差，考虑到lcl并网逆变器的交流侧电流谐波主要为5、7、11、13等6k
±
11(k＝1,2,...)次谐波，如果通过特定频率陷波器的方法对其进行一一设计，整个设计难度和时间成本都会比较高，基于内模原理的重复控制则弥补了这一问题，它能够对整数倍频率的谐波产生较大的衰减抑制，但是重复控制也会给系统引入较大的相位滞后，可能会使系统不稳定。


技术实现要素：

3.有鉴于此，本发明提出了一种基于线性自抗扰控制的并网逆变器电流环控制系统和方法。本发明基于逆变器电流反馈的对象建模能够降低相对阶次，从而降低线性自抗扰控制器的控制阶次，从而简化控制器参数的整定过程，也提高了系统的稳定性和带宽；在观测器控制量输入端引入一拍滞后环节可以抵消由于采样和svpwm带来的时延影响，进一步改善了系统的稳定性；引入的控制复阻抗模块能够修正电流环给定参数，确保了有功功率和无功功率的独立控制，保证系统能够始终工作在单位功率因数下；针对存在的小幅值、整数倍频率的谐波，重复控制器中的内模模块能在数拍的时间内跟踪上谐波扰动，其相位补偿模块和对象增益补偿模块能使系统在低频段零相移和零增益，同时增加高频的抑制能力，进一步提高系统的稳态精度；投切逻辑模块采用滑动平均法对开关kt的状态进行控制，确保了在系统稳态时才切入重复控制，有助于减小了重复控制模块对系统动态性能的影响；引入的重复控制模块与自抗扰模块lesf并联，对原自抗扰控制系统参数的整定和系统的稳定性影响较小。
4.本发明的目的通过以下的技术方案实现：
5.一种基于线性自抗扰控制的并网逆变器电流环控制系统包括逆变模块、坐标变换
模块、控制复阻抗模块、投切逻辑模块、重复控制模块rcc、线性自抗扰控制模块ladrc及pwm调制模块；所述逆变模块的输入端连接直流电压源，所述逆变模块输出三相电网；所述逆变模块的输出端连接坐标变换模块的输入端，所述坐标变换模块的电压输出端、电流输出端分别连接控制复阻抗模块的输入端、线性自抗扰控制模块ladrc的第一输入端；控制复阻抗模块的输出端连接线性自抗扰控制模块ladrc的第二输入端；线性自抗扰控制模块ladrc的第一输出端连接pwm调制模块的输入端，pwm调制模块的输出端连接所述逆变模块，所述线性自抗扰控制模块ladrc的第二输出端连接所述投切逻辑模块、重复控制模块，所述投切逻辑模块的输出端连接重复控制模块，重复控制模块的输出端连接所述线性自抗扰控制模块ladrc。
6.优选地，所述投切逻辑模块包括完全相同的d轴投切逻辑单元和q轴投切逻辑单元，所述重复控制模块包括完全相同的d轴重复控制器和q轴重复控制器，所述线性自抗扰控制模块ladrc包括完全相同的d轴自抗扰控制单元和q轴自抗扰控制单元；所述坐标变换模块的电流输出端分别连接d轴自抗扰控制单元的第一输入端和q轴自抗扰控制单元第一输入端；控制复阻抗模块的输出端分别连接d轴自抗扰控制单元的第一输入端和q轴自抗扰控制单元的第二输入端；d轴自抗扰控制单元的第一输出端和q轴自抗扰控制单元的第一输出端均连接pwm调制模块的输入端，d轴自抗扰控制单元的第二输出端连接d轴投切逻辑单元、d轴重复控制器；q轴自抗扰控制单元的第二输出端连接q轴投切逻辑单元、q轴重复控制器；d轴投切逻辑单元、d轴重复控制器和d轴自抗扰控制单元还依次连接，q轴投切逻辑单元、q轴重复控制器和q轴自抗扰控制单元还依次连接。
7.优选地，d轴自抗扰控制单元和q轴自抗扰控制单元均包括线性状态反馈控制器lesf和线性扩张状态观测器leso；d轴的线性状态反馈控制器lesf的输入端连接d轴逆变器侧电流的给定值端、d轴逆变器侧电流的实时值端、d轴重复控制器的输出端以及d轴扰动观测值端；d轴的线性状态反馈控制器lesf的输出端连接pwm调制模块、d轴线性扩张状态观测器leso；d轴线性扩张状态观测器leso的输入端连接d轴的线性状态反馈控制器lesf的输出端以及d轴逆变器侧电流的实时值端，d轴线性扩张状态观测器leso的输出端连接d轴的线性状态反馈控制器lesf。
8.优选地，d轴重复控制器和q轴重复控制器均包括依次连接的内模单元、相位补偿单元和增益单元，d轴的内模单元的输入端通过开关连接d轴自抗扰控制单元的第二输出端、d轴逻辑投切单元，d轴的增益单元的输出端通过开关连接d轴自抗扰控制单元的输入端。
9.优选地，所述逆变模块包括依次相连的lcl滤波器和三相全桥逆变器，三相全桥逆变器的输入端连接直流电压源，lcl滤波器的输出端连接三相电网；lcl滤波器的输出端还连接坐标变换模块的第一输入端，三相全桥逆变器的三相电流端连接坐标变换模块的第二输入端。
10.优选地，所述控制复阻抗模块均包括第一比例系数单元、第二比例系数单元、第一加减器、第三比例系数单元、第四比例系数单元和第一加法器；所述第一比例系数单元的输入端连接d轴电网电流设定值端，其输出端与第一加减器的加法输入端相连，第二比例系数单元的输入端连接q轴电网实时电压端，其输出端与第一加减器的减法输入端相连，第一加减器的输出端连接d轴自抗扰控制单元，第三比例系数单元的输入端连接q轴电网电流设定
值端，其输出端与第一加法器的加法输入端相连，第四比例系数单元的输入端连接d轴电网电压端，其输出端与第一加法器的加法输入端相连，第一加法器连接线性自抗扰控制模块。
11.优选地，所述线性扩张状态观测模块leso包括第二加减器、第二加法器、第一积分器、第二积分器、第一观测器系数单元、第二观测器系数单元、第一补偿因子和一拍滞后单元；第二加减器的加法输入端连接逆变器侧实时电流信端、第一积分器的输出端，第二加减器的输出端与第一观测器系数单元、第二观测器系数单元的输入端连接，第一观测器系数单元的输出端连接第二加法器的加法输入端，第二观测器系数单元的输出端连接第二积分器的输入端，第二积分器的输出端与第一加法器输入端、线性状态反馈控制器lesf相连，第二加减器、第一积分器、第二加法器、第一补偿因子和一拍滞后单元还依次相连，一拍滞后单元的输入端连接线性状态反馈控制器lesff的输出端。
12.优选地，所述线性状态反馈控制器lesf包括第三加减器、第五比例系数单元、第四加减器和第二补偿因子；第三加减器的加法输入端连接逆变器侧给定电流信号端、逆变器侧实时电流信号端，第二加减器的减法输入端连接重复控制模块rcc的输出端，第三加减器的输出端与第五比例系数单元的输入端连接，第五比例系数单元的输出端连接第四加减器的加法输入端，第四加减器的减法输入端与第二积分器的输出端相连，第四加减器的输出端与第二补偿因子的输入端连接，第二补偿因子的输出端与pwm信号输出模块相连。
13.一种基于线性自抗扰控制的并网逆变器电流环控制方法，包括如下设计步骤：
14.步骤1，将三相电压和逆变侧三相电流输入到坐标变换模块中，坐标变换模块输出电压分量和电流分量分别至控制复阻抗模块和线性自抗扰控制模块ladrc中；
15.步骤2，根据电网d轴电流和电网q轴电流的目标值，基于等效阻抗匹配关系，设定逆变器侧d轴电流和逆变器侧q轴电流的给定值，并输出至线性自抗扰控制模块ladrc中；
16.步骤3，线性自抗扰控制模块ladrc输出误差量到投切逻辑模块、重复控制模块rcc，投切逻辑模块输出开关量到重复控制模块rcc中；
17.步骤4，重复控制模块rcc根据线性自抗扰控制模块ladrc输出的误差量计算控制量；
18.步骤5，线性自抗扰控制模块ladrc估算总扰动量，并结合控制量计算总控制量，并最终输出到pwm调制模块。
19.优选地，步骤1包括：基于等幅值原则，对采样三相电压信号和逆变侧三相电流信号进行clark变换，其变换式分别如下式子所示：
20.[0021][0022]
其中，u
α
、u
β
、u0、i
iα
、i
iβ
、i
i0
两相静止坐标系下的电压变量和电流变量，ua、ub、uc是三相电源相电压，i
ia
、i
ib
、i
ic
是逆变侧三相电流；
[0023]
再对u
α
、u
β
、i
iα
、i
iβ
进行park变换，其变换式如下式子所示：
[0024][0025][0026]
其中，θ是电网电压矢量的电角度。可将三相电网基波正弦变量ua、ub、uc、i
ia
、i
ib
、i
ic
转换成直流变量ud、uq、i
id
、i
iq
；
[0027]
优选地，步骤2包括：取逆变器侧到电网的方向为正方向，电容并联点到电容连接点为正方向，并记为逆变器侧电感、滤波电容和网侧电感上的电流相量为
[0028][0029]
则将从电网向lcl滤波器看入时的复阻抗视为系统的等效复阻抗，电网电压与电网电流相量商的负值定义为电网复阻抗zg，记为：
[0030][0031]
由结点电流定理可知，电容支路上的电流相量满足如下关系：
[0032][0033]
将电网电压与逆变器输出电流相量商的负值定义为控制复阻抗zi：
[0034][0035]
联立式(6)、(7)和(8)式，得到zg与zi之间满足：
[0036][0037]
将公式(9)进一步简化为：
[0038][0039]
由公式(10)可知，当zi呈负阻特性时，zg则超前于zi，且超前角随着cf的增大而增
大；因此，在逆变器侧电流闭环控制策略下，令逆变器侧电流的q轴分量为零并不能让并网电流与电网电压相位相同，将会让并网电流滞后于并网电压。
[0040]
当系统采用基于svpwm的逆变器侧电流闭环控制策略时，假设电网侧电流的实际值能够较好的跟踪参考信号，则当与保持同向时，zg呈负阻抗特性，逆变器工作在负单位功率因数下，只输出有功功率；
[0041]
联立式(6)、(8)和(10)，可以得到逆变器输出电流与并网电流之间的关系满足下式：
[0042][0043]
结合公式(2)和(11)的推导，求得逆变器侧输出电流dq分量与并网电流dq分量之间的关系：
[0044][0045]
为解决逆变器侧电流闭环控制时，由于系统的zg和zi之间的偏差而带来的并网电流相角滞后问题，依据并网电流给定信号通过公式(12)对逆变器输出电流给定信号进行修正，从而获取在逆变器侧电流反馈控制下能够保证系统单位功率因数运行的给定值为：
[0046][0047]
优选地，步骤3包括：投切逻辑模块采用滑动平均法设计，连续采集ns个误差信号点，并将其用一维数组sample[ns]存储，在采集点数到达ns之前，保持开关状态不变；当当前采集点数等于ns时，对数组sample进行误差差距distance_sample计算，采用如下计算式
[0048][0049]
优选地，步骤4包括：内模单元的离散闭环传递函数为：
[0050][0051]
其中，n为一个基波周期的采样点数，满足t0与待抑制的谐波基频有关，又由于控制系统设置的开关频率和采样频率为fs＝20khz，故根据逻辑投切模块输出的控制量kt，重复控制器输出量为
[0052]urc
＝gc(z)*z
k-n
*kr*ei*kt
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(16)
[0053]
其中，ei为线性自抗扰控制模块ladrc输出的误差量，kt为逻辑投切模块输出的开关控制量。
[0054]
优选地，步骤5包括：线性自抗扰控制模块ladrc的线性扩张状态观测器leso进行总扰动量估算，并将总扰动量输出到对应的线性状态反馈控制器lesf中，线性状态反馈控制器lesf结合控制量计算总控制量。
[0055]
本发明相对于现有技术具有如下优点：
[0056]
(1)本发明所提出的降阶线性自抗扰控制器基于逆变器电流反馈建立与对象相对阶次相等的控制器和观测器，从而获得比原系统动态方程阶数低的新动态方程，大大减少了需要整定的控制参数，且相比基于电网侧电流闭环控制，基于逆变器侧电流闭环控制能够提高整体系统的稳定性和系统带宽。
[0057]
(2)本发明所提出的线性扩张状态观测器在控制量输入端增加一个一拍滞后环节，可抵消由电流采样和svpwm调制导致的时延影响，进一步改善系统的稳定性。
[0058]
(3)本发明引入的控制复阻抗模块能够修正逆变侧电流环给定值，解决了逆变器侧电流闭环时存在的相角滞后问题，以确保有功功率和无功功率的独立控制，保证系统能够始终工作在单位功率因数下。
[0059]
(4)本发明针对存在的小幅值、整数倍频率的谐波，重复控制器中的内模模块能在数拍的时间内跟踪上谐波扰动，其相位补偿模块和对象增益补偿模块能使系统在低频段零相移和零增益，同时增加高频的抑制能力，进一步提高系统的稳态精度；
[0060]
(5)本发明的投切逻辑模块采用滑动平均法对开关kt的状态进行控制，确保了在系统稳态时才切入重复控制，有助于减小了重复控制模块对系统动态性能的影响。
[0061]
(6)本发明引入的重复控制模块与自抗扰模块lesf并联，对原自抗扰控制系统参数的整定和系统的稳定性影响较小。
附图说明
[0062]
图1(a)为本发明所提控制方法原理框图。
[0063]
图1(b)为本发明所提控制方法中控制复阻抗模块的原理框图。
[0064]
图1(c)为本发明所提控制方法中重复控制模块的原理框图。
[0065]
图1(d)为本发明所提控制方法中ladrc模块的原理框图。
[0066]
图1(e)为本发明所提控制方法中leso模块的原理框图。
[0067]
图1(f)为本发明所提控制方法中lesf模块的原理框图。
[0068]
图2为本发明所提方法rcc-ladrc和传统ladrc的扰动到被控量的传递函数的伯德图。
[0069]
图3的(a)图为采用本文所提方法rcc-ladrc对应的总谐波含量图。
[0070]
图3的(b)图为采用传统ladrc对应的总谐波含量图。
[0071]
图4的(a)为采用本发明所提方法rcc-ladrc对应的总谐波含量图。
[0072]
图4的(b)图为采用传统ladrc对应的总谐波含量图。
具体实施方式
[0073]
下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。
[0074]
本发明的基于线性自抗扰控制的并网逆变器电流环控制系统包括逆变模块、坐标变换模块、控制复阻抗模块、投切逻辑模块、重复控制模块rcc、线性自抗扰控制模块ladrc
及pwm调制模块；
[0075]
所述逆变模块由依次相连的lcl滤波器、三相全桥逆变器组成，输入直流电压源，输出到三相电网；
[0076]
所述坐标变换模块输入电网电角度、三相电网电压和逆变器侧三相电流，输出到控制复阻抗模块、线性自抗扰控制模块ladrc的d轴自抗扰控制单元(d轴ladrc)和q轴自抗扰控制单元(q轴ladrc)；
[0077]
所述pwm调制模块输入dq轴ladrc(线性自抗扰控制模块ladrc的d轴自抗扰控制单元和q轴自抗扰控制单元)的输出控制量和电网电角度，输出作用于逆变模块；
[0078]
所述控制复阻抗模块用于修正逆变器侧d轴电流的给定值、逆变器侧q轴电流的给定值；所述控制复阻抗模块的输入端接收电网d轴电流的给定值、电网q轴电流的给定值以及电网d轴电压和电网q轴电压，其输出端输出逆变器侧d轴电流的给定值、逆变器侧q轴电流的给定值；
[0079]
所述投切逻辑模块包括d轴投切逻辑单元和q轴投切逻辑单元，分别决定了dq轴重复控制器rcc(d轴投切逻辑单元和q轴投切逻辑单元)的切入与否，输入端与dq轴ladrc的输出端相连，输出端与dq轴重复控制器模块(dq轴重复控制器rcc)的输入端相连；
[0080]
所述重复控制模块包括d轴重复控制器和q轴重复控制器，均由内模单元、相位补偿单元和增益单元组成，输入端与dq轴ladrc的输出端和dq轴逻辑投切模块相连，输出端与dq轴ladrc的输入端相连；所述重复控制模块；所述dq轴内模单元用于抑制基频及其整数倍的谐波扰动；所述dq轴内模单元的输入端与dq轴输入端开关相连，接收dq轴ladrc输出的误差量，其输出端与dq轴相位补偿单元相连；所述dq轴相位补偿单元用于补偿干扰信号通过对象和采样调制之后的滞后；所述dq轴相位补偿单元的输入端与dq轴内模单元相连，其输出端与dq轴增益单元相连；所述dq轴增益补偿单元用于补偿被控对象低频增益；所述dq轴增益单元的输入端与dq轴相位补偿单元相连，其输出端与dq轴输出端开关相连，输出重复控制量到dq轴ladrc；
[0081]
所述线性自抗扰控制模块ladrc包括d轴自抗扰控制单元和q轴自抗扰控制单元，均由线性状态反馈控制器lesf和线性扩张状态观测器leso组成，所述dq轴线性自抗扰控制模块(d轴自抗扰控制单元和q轴自抗扰控制单元)的输入端与控制复阻抗模块的输出端、dq轴重复控制器的输出端、逆变侧dq轴轴实时电流相接，其输出端与pwm信号输出模块的输入端、dq轴重复控制器和dq轴投切逻辑单元连接；
[0082]
所述dq轴线性状态反馈控制器lesf用于补偿对象扰动和进行电流闭环控制；所述dq轴线性状态反馈控制器的输入量是dq轴逆变器侧电流的给定值、dq轴逆变器侧电流的实时值、dq轴重复控制器的输出控制量，以及dq轴扰动观测值；所述dq轴线性状态反馈控制器的输出到pwm调制模块和dq轴线性扩张状态观测器leso；
[0083]
所述dq轴线性扩张状态观测器用于估计对象被控量和不确定扰动；所述dq轴扩张状态观测器的输入量为dq轴线性反馈控制器的输出量以及逆变器侧dq轴实时电流，输出到dq轴线性反馈控制器；其中所述不确定扰动包括建模误差、电网波动、驱动死区等被控对象所面临的内外干扰；
[0084]
所述投切逻辑模块采用滑动平均法设计。
[0085]
所述重复控制器通过开关并联于自抗扰控制器。
[0086]
所述内模模块中含有可调增益常数q。
[0087]
所述控制复阻抗模块采用等效阻抗匹配方法。
[0088]
所述线性扩张状态观测器基于逆变器侧电流反馈建立二阶状态观测器。
[0089]
所述线性扩张状态观测器在控制量输入端增加一个一拍滞后环节。
[0090]
一种基于线性自抗扰控制的并网逆变器电流环控制方法，包括：
[0091]
步骤1，将三相电压和逆变侧三相电流输入到坐标变换模块中，输出dq轴电压分量和电流分量到控制复阻抗模块和dq轴ladrc中；
[0092]
首先将三相电网电压和逆变侧三相电流的静止坐标系下的正弦量变换为两相旋转坐标系下的直流量，从而实现电网电压矢量的跟踪。基于等幅值原则，对采样三相电压信号和逆变侧三相电流信号进行clark变换，其变换式分别如下式子所示：
[0093][0094][0095]
其中，u
α
、u
β
、u0、i
iα
、i
iβ
、i
i0
两相静止坐标系下的电压变量和电流变量，ua、ub、uc是三相电源相电压，i
ia
、i
ib
、i
ic
是逆变侧三相电流。u0、i
i0
在平衡电网下可忽略不计，再对u
α
、u
β
、i
iα
、i
iβ
进行park变换，其变换式如下式子所示：
[0096][0097][0098]
其中，θ是电网电压矢量的电角度。可将三相电网基波正弦变量ua、ub、uc、i
ia
、i
ib
、i
ic
转换成直流变量ud、uq、i
id
、i
iq
。
[0099]
步骤2，根据电网d轴电流和电网q轴电流的目标值，基于等效阻抗匹配关系，设定逆变器侧d轴电流和逆变器侧q轴电流的给定值，并输出到dq轴ladrc模块中；
[0100]
取逆变器侧到电网的方向为正方向，电容并联点到电容连接点为正方向，并记为逆变器侧电感、滤波电容和网侧电感上的电流相量为
[0101]
[0102]
则可将从电网向lcl滤波器看入时的复阻抗视为系统的等效复阻抗，电网电压与电网电流相量商的负值定义为电网复阻抗zg，记为：
[0103][0104]
由结点电流定理可知，电容支路上的电流相量满足如下关系：
[0105][0106]
将电网电压与逆变器输出电流相量商的负值定义为控制复阻抗zi：
[0107][0108]
联立式(6)、(7)和(8)式，可以得到zg与zi之间满足：
[0109][0110]
由于公式(9)分子中的平方项数量级较小，为简化分析可以将其忽略，进一步可以简化为：
[0111][0112]
由公式(10)可知，当zi呈负阻特性时，zg则超前于zi，且超前角随着cf的增大而增大。因此，在逆变器侧电流闭环控制策略下，令逆变器侧电流的q轴分量为零并不能让并网电流与电网电压相位相同，将会让并网电流滞后于并网电压。
[0113]
当系统采用基于svpwm的逆变器侧电流闭环控制策略时，假设电网侧电流的实际值能够较好的跟踪参考信号，则当与保持同向时，zg呈负阻抗特性，逆变器工作在负单位功率因数下，只输出有功功率。
[0114]
联立式(6)、(8)和(10)，可以得到逆变器输出电流与并网电流之间的关系满足下式：
[0115][0116]
结合公式(2)和(11)的推导，可以求得逆变器侧输出电流dq分量与并网电流dq分量之间的关系：
[0117][0118]
为解决逆变器侧电流闭环控制时，由于系统的zg和zi之间的偏差而带来的并网电流相角滞后问题，可以依据并网电流给定信号通过公式(12)对逆变器输出电流给定信号进行修正，从而获取在逆变器侧电流反馈控制下能够保证系统单位功率因数运行的给定值为：
[0119][0120]
步骤3，dq轴ladrc输出误差量到dq轴投切逻辑单元和dq轴重复控制器当中，dq轴投切逻辑单元输出开关量到dq轴重复控制器模块当中；
[0121]
所设计的投切逻辑模块采用滑动平均法设计，连续采集ns个误差信号点，并将其用一维数组sample[ns]存储，其中，本实施例设定的采样点数为ns＝500。在采集点数到达ns之前，保持开关状态不变。当当前采集点数等于ns时，对数组sample进行误差差距distance_sample计算，采用如下计算式
[0122][0123]
随着系统进入稳态，distance_sample会逐渐减小，因此，当系统处于稳态时，distance_sample会有一个最小值distance_sample
min
，可令投切阈值k
th
略大于该值，当实时distance_sample小于k
th
时，可认为系统进入稳态，令输出量kt＝1，此时再闭合开关、切入重复控制，否则令输出量kt＝0，切除重复控制器。经实际调试，考虑一定裕度，本实施例取投切阈值k
th
＝3。此外，由于dq轴的控制结构对称、控制参数也对称，dq轴重复控制也应该同步切入，否则会因为内在耦合导致控制性能变差。
[0124]
步骤4，根据输入的dq轴误差量计算dq轴重复控制器控制量；
[0125]
内模单元的离散闭环传递函数为
[0126][0127]
其中，n为一个基波周期的采样点数，满足t0与待抑制的谐波基频有关，通常取为电网基频即又由于控制系统设置的开关频率和采样频率为fs＝20khz，故一般情况下q(z)取小于1的常数或低通滤波器，但加入滤波器后实现较困难，q(z)取常数就能获得较好的谐波抑制效果，q取值过大会使系统不稳定，q取值太小则抑制谐波效果太差，通常q的取值范围为0.9～0.98，本实施例取q＝0.96。增益单元kr一般取接近于1的常数，此处取kr＝0.7。相位补偿模块主要是用于补偿干扰信号通过对象的相位滞后，又结合实际调试结果可知，当k取值范围为0～5，能够保证系统稳定，此处可取k＝2。
[0128]
考虑到dq轴逻辑投切模块输出的控制量kt，可知重复控制器输出量为
[0129]urc
＝gc(z)*z
k-n
*kr*ei*kt
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(16)
[0130]
其中，ei为dq轴ladrc输出的误差量，kt为dq轴逻辑投切模块输出的开关控制量。
[0131]
步骤5，由dq轴ladrc中的leso进行总扰动量估算，并将该值输出到对应的lesf当中，并结合重复控制量计算总控制量，最终输出到pwm调制模块。
[0132]
在两相旋转dq坐标系下，lcl并网逆变器的微分方程形式为：
[0133][0134]
基于adrc设计理论，(17)式可进一步化简为
[0135][0136]
其中，fd和fq被认为是模型的广义扰动，包括滤波电容电压、逆变器dq轴电流分量之间的耦合扰动，模型参数扰动及外部扰动。可见，由于dq轴的微分方程结构相同，逆变器dq轴电流的自抗扰控制器的设计过程相似，在后文中仅说明d轴电流控制。
[0137]
令广义扰动量fd为扩张状态量x2：
[0138][0139]
由(17)、(18)、(19)可得基于逆变器侧电流反馈的lcl并网逆变器的状态空间表达式为
[0140][0141]
其中，
[0142][0143]
hd是fd关于时间的微分，uc＝u
id
是线性自抗扰控制器的输出控制量，最终送入pwm信号输出模块。
[0144]
根据式(20)和实际svpwm调制和采样带来的时延影响，采用如图1(d)所示的二阶线性自抗扰控制器结构，并建立如下式(21)的二阶线性扩张状态观测器leso，其结构图如图1(e)所示。
[0145][0146]
其中：
[0147][0148]
z1和z2为观测器观测出来的状态变量值，通过选取合适的状态观测器系数矩阵l,分别用于估计系统状态，又根据带宽整定法，观测器增益矩阵l可以通过下式进行整定：
[0149]
|si2×
2-(a-lc)|＝(s ω0)2ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(22)
[0150]
其中，ω0为观测器带宽，在稳定的前提下，常根据leso的收敛速度和主要抑制频
段选择。观测器带宽应大于或者等于最大干扰频率但是，观测器带宽也不能太高，否则系统会不稳定。结合(21)、(22)，可计算观测器增益β1和β2可以选择为
[0151][0152]
由图1(f)可见，在观测出扰动信息之后，对(18)中扰动fd进行前馈补偿：
[0153][0154]
其中,u0是lesf控制器的输出，将(24)代入(18)中，当总扰动fd被完全补偿时，(18)可以表示为：
[0155][0156]
因此，基于内模原理和结合式(16)，可采用比例环节设计lesf控制器：
[0157]
u0＝k
p
(r-z1) u
rc
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(26)
[0158]
其中，r是所需的参考输入，k
p
＝ωc是lesf控制器带宽参数，基于lcl逆变器的应用背景可知，ωc的取值范围通常为ωc＝2π
×
200～2π
×
500。
[0159]
由(23)和(26)可知，控制参数配置问题可简化为ω0和ωc的设计，有效解决了控制器阶数提高带来的参数设计复杂度问题。
[0160]
综合上述分析，可以得到基于重复控制投切控制的降阶线性自抗扰控制的lcl型并网逆变器电流环控制原理框图，如图1(a)所示。
[0161]
按照上述实施例，便可以很好地实现本发明。值得说明的是，上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。