一种谐振推挽直流变压器的制作方法

1.本发明涉及电力电子变压器，且特别是有关于直流变压器。


背景技术：

2.图1为已知技术中的谐振正激直流变压器(直流变压器，dc transformer，dcx)，vin为输入电压，cstr表示变压器寄生电容，lm表示变压器激磁电感，lk为折算到副边的漏感，crp和crs分别为原副边的寄生电容，lo为输出滤波电感，co为输出滤波电容，r表示负载。
3.稳态工作时，一个开关周期可分为两个工作模态，如图2所示：t0～t1为模态一，此时开关管q1开通，副边lk和crs构成谐振腔，电流is谐振变化，在t1时刻实现零电流关断；t1～t2为模态二，此时开关管q1关断，原副边近似解耦，lm和原边谐振电容crp构成谐振腔，开关管q1两端电压谐振变换，在t2时刻实现零电压开通。为实现变压器原边谐振，开关管q1两端并有谐振电容crp，开关管q1的电压应力主要来自于变压器t中的激磁能量。在谐振过程中激磁电感的电流下降，谐振电压上升，激磁能量逐渐转移至谐振电容crp中产生高电压应力，尤其在高频时，谐振电容crp较小，电压应力问题会更为突出。开关管q1在模态二期间承受很大的开关应力，限制电路占空比的增大，不利于功率及效率的提升。实际应用时要求器件的额定耐压至少为输入电压的4倍以上，对降成本及器件选型均有困难。


技术实现要素：

4.本发明正是思及于此，提出一种谐振推挽直流变压器在单级谐振正激dcx基础上，增加一对并联绕组，并集成于同一个变压器磁芯，不仅可以实现零电压零电流全软开关(zero voltage zero current switch，zvzcs)，还可利用绕组间的耦合实现电压钳位。因绕组交错并联，输出功率可以增大一倍，还有利于减小电压纹波。
5.本发明的一种谐振推挽直流变压器，包括变压器，所述变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组、第一副边绕组和第二副边绕组，所述第一原边绕组与第一开关串联后与输入电压并联，所述第一开关与第一电容并联，所述第二原边绕组与第二开关串联后与输入电压并联，所述第二开关与第二电容并联，所述第一副边绕组与第一电感和第三开关串联后与第三电容并联，所述第二副边绕组与第二电感和第四开关串联后与第三电容并联。
6.上述一种谐振推挽直流变压器，还包括第三电感，所述第三电感与第一原边绕组并联。
7.上述一种谐振推挽直流变压器，还包括第四电感，所述第四电感与第二原边绕组并联。
8.上述第三电感为所述第一原边绕组的励磁电感，所述第四电感为所述第二原边绕组的励磁电感。
9.上述输入电压经过第一原边绕组向第一副边绕组传递电能。
10.上述输入电压经过第二原边绕组向第二副边绕组传递电能。
11.上述第一原边绕组和所述第二原边绕组的匝数之比为1:1。
12.上述第一电感为所述第一原边绕组折算到副边的漏感，所述第二电感为所述第二原边绕组折算到副边的漏感。
13.为让发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合所附图式作详细说明如下。
附图说明
14.图1为已知技术中谐振正激直流变压器。
15.图2为图1中关键信号的波形图。
16.图3为本发明一种谐振推挽直流变压器的第一实施方式的结构图。
17.图4为本发明一种谐振推挽直流变压器的第二实施方式的结构图。。
18.图5为本发明谐振推挽直流变压器中关键信号的波形图。
具体实施方式
19.为使本发明实施例的目的和技术方案更加清楚，下面将结合本发明实施例的附图，对本发明实施例的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本发明的实施例，本领域普通技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
20.图3所示为本发明的第一实施例，vin为输入电压，vo为输出电压。谐振推挽直流变压器包括变压器t1，所述变压器t1包括原边绕组n11和原边绕组n12以及副边绕组n21和副边绕组n22。
21.所述原边绕组n11与开关q11串联后与输入电压vin并联，所述开关q11的两端并联电容crp1，电容crp1与电感lm1串联谐振。
22.所述原边绕组n12与开关q21串联后与输入电压vin并联，所述开关q21的两端并联电容crp2，电容crp2与电感lm2串联谐振。所述原边绕组n11和n21的同名端相反。
23.所述副边绕组n12与电感lk1串联、开关q12串联和电容crs串联，电容crs与滤波模块并联后输出输出电压vo。所述原边绕组n11和n12的同名端相同。
24.所述副边绕组n22与电感lk2串联、开关q22串联和电容crs串联，电容crs与滤波模块并联后输出输出电压vo。所述原边绕组n21和n22的同名端相同。
25.本发明一实施例中，所述电感lk1为绕组n11漏感折算到副边后与n12绕组的漏感之和，电感lk2分别为lk2为绕组n21漏感折算到副边后与n22绕组漏感之和。电感lm1为原边绕组n11的激磁电感，电感lm2为原边绕组n21的激磁电感。
26.所述滤波模块包括电感lo和电容co，电感lo和电容co串联连接。电容co的两端为输出端。
27.绕组n11和绕组n21的匝数为1:1。因为两个绕组的匝比相同，又是在同一个磁芯上，一般来说漏感lk1和lk2也相同，这种情况下开关q12和q22各自导通的时间相同，即谐振周期相同。如若因为线圈绕制不同或者因离气隙距离不一样，导致lk1和lk2不同，调节开关q12和q22的导通时间，谐振周期长的就开通久一些，谐振周期短的就开通短一些，从而保证零电流关断。
28.图3所示的电路具有如下工作模态，请再参考图5。其中vgs1为开关q11和q12的驱动信号，vgs2为开关q21和q22的驱动信号，iin为输入电流，is1为绕组n12中的电流，is2为绕组n22中的电流。
29.模态1(t0-t1)：开关q11和q12导通，输入电压vin经过绕组n11和绕组n12向电容co传送能量，电感lk1和电容crs谐振，到t1时刻is1谐振到0，实现q12零电流关断(zcs)。在此过程中绕组n11两端电压为vin，绕组n21两端的电压被钳位，q21两端的电压为2vin。
30.模态2(t1-t2)：所有开关管均关断，原副边近似解耦，电感lm1 lm2与电容crp1和电容crp2谐振。开关q11两端的电压谐振上升，开关q21两端电压下降，到t2时刻开关q21零电压开通(zvs)。
31.模态3(t2-t3)：开关q21和q22导通，绕组n21中的电流过零反向，完成磁复位后输入电压vin经过绕组n21和绕组n22向电容co传送能量，电感lk2和电容crs谐振，到t3时刻is2谐振到0，实现开关q22零电流关断(zcs)。在此过程中绕组n21两端电压为vin，绕组n11两端的电压被钳位，开关q11两端的电压为2vin。磁芯双向磁化，提高了磁芯利用率
32.模态4(t3-t4)：与模态2类似，但电流相反，原副边近似解耦，电感lm1 lm2与电容crp1和电容crp2谐振。开关q21两端的电压谐振上升，开关q11两端电压下降，到t4时刻开关q11零电压开通(zvs)。
33.本发明三个谐振电容crp1、crp2和crs分别与变压器t1激磁电感与漏感谐振实现原副边全软开关，且工作模态简单，所需器件更少。由于实现了原副边全软开关，可以大幅提升工作频率，有利于减小储能元件体积，进而提高功率密度。在高频谐振时，因电容crs两端的电压纹波较小，同样有利于减小输出滤波器的体积。
34.已知技术图1为单管谐振正激，一个工作周期内副边仅发生一次谐振，本发明通过增加交错并联绕组使得一个工作周期内电容crs参与两次谐振，相同工作周期内能量传递时间更长。在输出功率、频率和占空比相同时，本发明中电容crs可取更小容值而不增大电压纹波；在电容crs取值相同的条件下，本发明可以输出更大功率。同时副边谐振可实现同步整流管零电流关断，可减小开关损耗，提高频率和功率密度。
35.图4所示为本发明的另一实施例，与图3所示实施例不同的是该实施例中，原副边绕组合并公共端子引出抽头，原副边各只需要三个端子。
36.本发明的技术方案中磁芯双向磁化，可提高磁芯利用率。开关器件q11、q21两端的电压被钳位，且开关器件均参与主功率传输。无需另外辅助电路即可实现电压钳位、磁复位及谐振软开关。另外两个线圈交错并联，可增加一倍输出功率，且可定频定占空比工作于最佳工作点，控制简单。
37.虽然本发明已以实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，故本发明的保护范围当视后附的申请专利范围所界定者为准。