一种基于双径传播的多普勒信道模型构建方法及系统与流程

1.本发明涉及信道模型技术领域，特别涉及一种基于双径传播的多普勒信道模型构建方法及系统。


背景技术：

2.随着各种类型通信业务的不断开拓以及物联网的快速发展，人们对于各种场景下信道模型的精确度要求也越来越高，为了更好的开发基带算法和通信系统性能的研究，迫切的需要一个无比逼近现实环境的信道模型。
3.现有的一些信道模型主要有以下几个方向，第一基于环境实测数据的信道模型，这类模型数据量大，耗费时间长，且只能在某几种常见的场景下采集数据；第二是基于纯理论计算的信道模型，该模型虽实现容易但往往与实际信道环境有较大差异。


技术实现要素：

4.本发明要解决的技术问题是提供一种数据量小，精度高的信道模型构建方法。
5.为了解决上述问题，本发明提供了一种基于双径传播的多普勒信道模型构建方法，其包括以下步骤：
6.s1、基于频率选择性衰落和快衰落，构建小尺度衰落模型；
7.s2、基于okumura-hata实测数据模型构建大尺度衰落模型；
8.s3、构建窄带高斯噪声模型；
9.s4、结合小尺度衰落模型、大尺度衰落模型和窄带高斯噪声模型构建基于双径传播的多普勒信道模型。
10.作为本发明的进一步改进，步骤s2中，构建的大尺度衰落模型如下：
11.p＝69.55 26.16*log10(f)-13.82*log10(hb)-a_hm (44.9-6.55*log10(hb))*log10(r)-db-dm
12.其中，p为基于okumura-hata模型计算得到的大尺度衰减因子，f为载波频率，hb为接收机天线高度，hm为发射机天线高度，a_hm为环境修正因子，db为接收机天线增益，dm为发射机天线增益，a_hm＝3.2*(log10(11.75*hm))*2-4.97。
13.作为本发明的进一步改进，步骤s3包括：
14.s31、生成两个相互独立的服从高斯分布的分量nc(t)和ns(t)，且这两个分量均值为0，方差为ρ^2；
15.s32、构建窄带高斯噪声模型如下：
16.n(t)＝b*nc(t)*cos(2*pi*f*t)-b*ns(t)*sin(2*pi*t)
17.其中，b为噪声功率因子，用来调控噪声的功率大小，f为载波频率，噪声n(t)的随机包络服从瑞利分布，相位服从均匀分布。
18.作为本发明的进一步改进，步骤s1包括：
19.s11、基于多径传播引起的频率选择性衰落，采用多径传输中的前两径的作为传输
路径，第一径是los传输，发射机接收机之间无障碍传输，时延由两者之间的距离决定，第二径是nlos传输，发射机所发射信号经障碍物反射到达接收机，时延由发射机-障碍物-接收机总距离决定；两径到达接收机的相位不同，载波波形峰谷抵消，进而引起衰落，两径相位差为0，衰减最小，相位差为pi，衰减最大，不同频率的两径载波相位差不同，衰减不同；简化x＝a*cos(2*pi*f*t)为发射机发射信号，y1＝a*cos(2*pi*f*(t-r/c))为第一径，y2＝cos(
ɑ
)*a*cos(2*pi*f*(t-(2d-r)/c))为第二径；y3＝y1 y2为接收机接收信号，即：
20.y3＝a*cos(2*pi*f*(t-r/c)) cos(
ɑ
)*a*cos(2*pi*f*(t-(2d-r)/c))
21.其中，a为振幅，f为载波频率，r为发射机接收机距离，d为障碍物接收机距离，c为电磁波波速，
ɑ
为第二径的电磁波入射角度，
ɑ
在[0,2*pi)均匀分布，两径的相位差θ＝4*pi*f*(d-r)/c，令相位差θ变化由0到pi，即衰减由最小到最大，其载波频率f的变化为
△
f＝1/[2*((2d-r)/c-r/c)]，令td＝(2d-r)/c-r/c，即两径的传播时延之差；当载波频率f变化两径时延之差两倍的倒数时，接收信号衰减由最小到最大；
[0022]
s12、基于由发射机快速移动导致的多普勒频偏从而引起的快衰落，令：y4＝a*cos(2*pi*f*((1 v/c)*t-r/c)) cos(
ɑ
)*a*cos(2*pi*f*((1-v/c)*t-(2d-r)/c))，即为小尺度衰落模型，两径的相位差θ＝4*pi*f*[(d-r-v*t)/c]，令相位差θ变化由0到pi，发射时间t的变化为c/(4*f*v)，多普勒频偏fm＝(f*v)/c，则时间变化t＝1/(4*fm)的时候，接收信号衰减由最小到最大。
[0023]
作为本发明的进一步改进，步骤s4包括：
[0024]
结合小尺度衰落模型、大尺度衰落模型和窄带高斯噪声模型，令：
[0025]025]
其中，p1、p2分别为第一径和第二径对应的大尺度衰落因子，n(t)为噪声；
[0026]
分别对x和y做傅里叶变换，取f对应的频率点求能量值为xp和yp，令pl＝xp/yp为该频点的衰减因子；更换载波频率f，载波间隔1khz，并执行上述步骤获得其对应的pl；将所有的测试的载波频率点的pl联合起来得到该频段的频率响应，对该频率响应去均值后做傅里叶变换，得到该频段的信道冲激响应。
[0027]
为了解决上述问题，本发明还提供了一种基于双径传播的多普勒信道模型构建系统，其包括：
[0028]
小尺度衰落模型构建模块，用于构建基于频率选择性衰落和快衰落的小尺度衰落模型；
[0029]
大尺度衰落模型构建模块，用于构建基于okumura-hata实测数据模型的大尺度衰落模型；
[0030]
窄带高斯噪声模型构建模块，用于构建窄带高斯噪声模型；
[0031]
多普勒信道模型构建模块，用于结合小尺度衰落模型、大尺度衰落模型和窄带高斯噪声模型构建基于双径传播的多普勒信道模型。
[0032]
作为本发明的进一步改进，构建的大尺度衰落模型如下：
[0033]
p＝69.55 26.16*log10(f)-13.82*log10(hb)-a_hm (44.9-6.55*log10(hb))*log10(r)-db-dm
[0034]
其中，p为基于okumura-hata模型计算得到的大尺度衰落因子，f为载波频率，hb为
接收机天线高度，hm为发射机天线高度，a_hm为环境修正因子，db为接收机天线增益，dm为发射机天线增益，a_hm＝3.2*(log10(11.75*hm))*2-4.97。
[0035]
作为本发明的进一步改进，构建的窄带高斯噪声模型如下：
[0036]
n(t)＝b*nc(t)*cos(2*pi*f*t)-b*ns(t)*sin(2*pi*t)
[0037]
其中，nc(t)和ns(t)为两个相互独立的服从高斯分布的分量，且这两个分量均值为0，方差为ρ^2；b为噪声功率因子，用来调控噪声的功率大小，f为载波频率，噪声n(t)的随机包络服从瑞利分布，相位服从均匀分布。
[0038]
作为本发明的进一步改进，所述小尺度衰落模型构建模块包括：
[0039]
频率选择性衰落建模模块，用于模拟由多径传播引起的频率选择性衰落，采用多径传输中的前两径的作为传输路径，第一径是los传输，发射机接收机之间无障碍传输，时延由两者之间的距离决定，第二径是nlos传输，发射机所发射信号经障碍物反射到达接收机，时延由发射机-障碍物-接收机总距离决定；两径到达接收机的相位不同，载波波形峰谷抵消，进而引起衰落，两径相位差为0，衰减最小，相位差为pi，衰减最大，不同频率的两径载波相位差不同，衰减不同；简化x＝a*cos(2*pi*f*t)为发射机发射信号，y1＝a*cos(2*pi*f*(t-r/c))为第一径，y2＝cos(
ɑ
)*a*cos(2*pi*f*(t-(2d-r)/c))为第二径；y3＝y1 y2为接收机接收信号，即：
[0040]
y3＝a*cos(2*pi*f*(t-r/c)) cos(
ɑ
)*a*cos(2*pi*f*(t-(2d-r)/c))
[0041]
其中，a为振幅，f为载波频率，r为发射机接收机距离，d为障碍物接收机距离，c为电磁波波速，
ɑ
为第二径的电磁波入射角度，
ɑ
在[0,2*pi)均匀分布，两径的相位差θ＝4*pi*f*(d-r)/c，令相位差θ变化由0到pi，即衰减由最小到最大，其载波频率f的变化为
△
f＝1/[2*((2d-r)/c-r/c)]，令td＝(2d-r)/c-r/c，即两径的传播时延之差；当载波频率f变化两径时延之差两倍的倒数时，接收信号衰减由最小到最大；
[0042]
快衰落建模模块，用于模拟由发射机快速移动导致的多普勒频偏从而引起的快衰落，令：
[0043]
y4＝a*cos(2*pi*f*((1 v/c)*t-r/c)) cos(
ɑ
)*a*cos(2*pi*f*((1-v/c)*t-(2d-r)/c))，即为小尺度衰落模型，两径的相位差θ＝4*pi*f*[(d-r-v*t)/c]，令相位差θ变化由0到pi，发射时间t的变化为c/(4*f*v)，多普勒频偏fm＝(f*v)/c，则时间变化t＝1/(4*fm)的时候，接收信号衰减由最小到最大。
[0044]
作为本发明的进一步改进，所述结合小尺度衰落模型、大尺度衰落模型和窄带高斯噪声模型构建基于双径传播的多普勒信道模型，包括：
[0045]
结合小尺度衰落模型、大尺度衰落模型和窄带高斯噪声模型，令：
[0046][0046]
其中，p1、p2分别为第一径和第二径对应的大尺度衰落因子，n(t)为噪声；
[0047]
分别对x和y做傅里叶变换，取f对应的频率点求能量值为xp和yp，令pl＝xp/yp为该频点的衰减因子；更换载波频率f，载波间隔1khz，并执行上述步骤获得其对应的pl；将所有的测试的载波频率点的pl联合起来得到该频段的频率响应，对该频率响应去均值后做傅里叶变换，得到该频段的信道冲激响应。
[0048]
本发明的有益效果：
[0049]
本发明基于实测数据模型和理论计算，综合考虑信道传输过程中的各类损耗构建了基于双径传播的多普勒信道模型，更加真实地模拟了信道传输环境，为算法开发和通信系统设计提供了精确的信道参数。
[0050]
上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其他目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举较佳实施例，并配合附图，详细说明如下。
附图说明
[0051]
图1是本发明优选实施例中基于双径传播的多普勒信道模型构建方法的流程图；
[0052]
图2是本发明优选实施例中的频率选择性衰落示意图；
[0053]
图3是本发明优选实施例中的快衰落示意图；
[0054]
图4是本发明优选实施例中的大尺度衰落示意图；
[0055]
图5是本发明优选实施例中的窄带高斯噪声示意图；
[0056]
图6是本发明优选实施例中的信道频率响应示意图；
[0057]
图7是本发明优选实施例中的信道冲激响应示意图。
具体实施方式
[0058]
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，以使本领域的技术人员可以更好地理解本发明并能予以实施，但所举实施例不作为对本发明的限定。
[0059]
如图1所示，为本发明优选实施例中基于双径传播的多普勒信道模型构建方法，其包括以下步骤：
[0060]
s1、基于频率选择性衰落和快衰落，构建小尺度衰落模型；具体包括：
[0061]
s11、基于多径传播引起的频率选择性衰落，采用多径传输中的前两径的作为传输路径，第一径是los传输，发射机接收机之间无障碍传输，时延由两者之间的距离决定，第二径是nlos传输，发射机所发射信号经障碍物反射到达接收机，时延由发射机-障碍物-接收机总距离决定；两径到达接收机的相位不同，载波波形峰谷抵消，进而引起衰落，两径相位差为0，衰减最小，相位差为pi，衰减最大，不同频率的两径载波相位差不同，衰减不同；简化x＝a*cos(2*pi*f*t)为发射机发射信号，y1＝a*cos(2*pi*f*(t-r/c))为第一径，y2＝cos(
ɑ
)*a*cos(2*pi*f*(t-(2d-r)/c))为第二径；y3＝y1 y2为接收机接收信号，即：
[0062]
y3＝a*cos(2*pi*f*(t-r/c)) cos(
ɑ
)*a*cos(2*pi*f*(t-(2d-r)/c))
[0063]
其中，a为振幅，f为载波频率，r为发射机接收机距离，d为障碍物接收机距离，c为电磁波波速，
ɑ
为第二径的电磁波入射角度，
ɑ
在[0,2*pi)均匀分布，两径的相位差θ＝4*pi*f*(d-r)/c，令相位差θ变化由0到pi，即衰减由最小到最大，其载波频率f的变化为
△
f＝1/[2*((2d-r)/c-r/c)]，令td＝(2d-r)/c-r/c，即两径的传播时延之差；当载波频率f变化两径时延之差两倍的倒数时，接收信号衰减由最小到最大；
[0064]
s12、基于由发射机快速移动导致的多普勒频偏从而引起的快衰落，其中，快衰落特性为当发射机以速度v向接收机方向移动时，电磁波产生的多普勒频移现象会引起相位快速变化进而导致衰减，令：y4＝a*cos(2*pi*f*((1 v/c)*t-r/c)) cos(
ɑ
)*a*cos(2*pi*f*((1-v/c)*t-(2d-r)/c))，即为小尺度衰落模型，两径的相位差θ＝4*pi*f*[(d-r-v*t)/
c]，令相位差θ变化由0到pi，发射时间t的变化为c/(4*f*v)，多普勒频偏fm＝(f*v)/c，则时间变化t＝1/(4*fm)的时候，接收信号衰减由最小到最大。
[0065]
s2、基于okumura-hata实测数据模型构建大尺度衰落模型；
[0066]
其中，构建的大尺度衰落模型如下：
[0067]
p＝69.55 26.16*log10(f)-13.82*log10(hb)-a_hm (44.9-6.55*log10(hb))*log10(r)-db-dm
[0068]
其中，p为基于okumura-hata模型计算得到的大尺度衰落因子，f为载波频率，hb为接收机天线高度，hm为发射机天线高度，a_hm为环境修正因子，db为接收机天线增益，dm为发射机天线增益，a_hm＝3.2*(log10(11.75*hm))*2-4.97。
[0069]
s3、构建窄带高斯噪声模型；具体包括：
[0070]
s31、生成两个相互独立的服从高斯分布的分量nc(t)和ns(t)，且这两个分量均值为0，方差为ρ^2；
[0071]
s32、构建窄带高斯噪声模型如下：
[0072]
n(t)＝b*nc(t)*cos(2*pi*f*t)-b*ns(t)*sin(2*pi*t)
[0073]
其中，b为噪声功率因子，用来调控噪声的功率大小，f为载波频率，噪声n(t)的随机包络服从瑞利分布，相位服从均匀分布。
[0074]
s4、结合小尺度衰落模型、大尺度衰落模型和窄带高斯噪声模型构建基于双径传播的多普勒信道模型。具体包括：
[0075]
结合小尺度衰落模型、大尺度衰落模型和窄带高斯噪声模型，令：
[0076][0076]
其中，p1、p2分别为第一径和第二径对应的大尺度衰落因子，n(t)为噪声；
[0077]
分别对x和y做傅里叶变换，取f对应的频率点求能量值为xp和yp，令pl＝xp/yp为该频点的衰减因子；更换载波频率f，载波间隔1khz，并执行上述步骤获得其对应的pl；将所有的测试的载波频率点的pl联合起来得到该频段的频率响应，对该频率响应去均值后做傅里叶变换，得到该频段的信道冲激响应。
[0078]
本发明优选实施例还公开了一种基于双径传播的多普勒信道模型构建系统，所述基于双径传播的多普勒信道模型构建系统包括以下模块：
[0079]
小尺度衰落模型构建模块，用于构建基于频率选择性衰落和快衰落的小尺度衰落模型；
[0080]
大尺度衰落模型构建模块，用于构建基于okumura-hata实测数据模型的大尺度衰落模型；
[0081]
具体地，构建的大尺度衰落模型如下：
[0082]
p＝69.55 26.16*log10(f)-13.82*log10(hb)-a_hm (44.9-6.55*log10(hb))*log10(r)-db-dm
[0083]
其中，p为基于okumura-hata模型计算得到的大尺度衰落因子，f为载波频率，hb为接收机天线高度，hm为发射机天线高度，a_hm为环境修正因子，db为接收机天线增益，dm为发射机天线增益，a_hm＝3.2*(log10(11.75*hm))*2-4.97。
[0084]
窄带高斯噪声模型构建模块，用于构建窄带高斯噪声模型；
[0085]
具体地，构建的窄带高斯噪声模型如下：
[0086]
n(t)＝b*nc(t)*cos(2*pi*f*t)-b*ns(t)*sin(2*pi*t)
[0087]
其中，nc(t)和ns(t)为两个相互独立的服从高斯分布的分量，且这两个分量均值为0，方差为ρ^2；b为噪声功率因子，用来调控噪声的功率大小，f为载波频率，噪声n(t)的随机包络服从瑞利分布，相位服从均匀分布。
[0088]
多普勒信道模型构建模块，用于结合小尺度衰落模型、大尺度衰落模型和窄带高斯噪声模型构建基于双径传播的多普勒信道模型。
[0089]
具体地，所述小尺度衰落模型构建模块包括：
[0090]
频率选择性衰落建模模块，用于模拟多径传播引起的频率选择性衰落，采用多径传输中的前两径的作为传输路径，第一径是los传输，发射机接收机之间无障碍传输，时延由两者之间的距离决定，第二径是nlos传输，发射机所发射信号经障碍物反射到达接收机，时延由发射机-障碍物-接收机总距离决定；两径到达接收机的相位不同，载波波形峰谷抵消，进而引起衰落，两径相位差为0，衰减最小，相位差为pi，衰减最大，不同频率的两径载波相位差不同，衰减不同；简化x＝a*cos(2*pi*f*t)为发射机发射信号，y1＝a*cos(2*pi*f*(t-r/c))为第一径，y2＝cos(
ɑ
)*a*cos(2*pi*f*(t-(2d-r)/c))为第二径；y3＝y1 y2为接收机接收信号，即：
[0091]
y3＝a*cos(2*pi*f*(t-r/c)) cos(
ɑ
)*a*cos(2*pi*f*(t-(2d-r)/c))
[0092]
其中，a为振幅，f为载波频率，r为发射机接收机距离，d为障碍物接收机距离，c为电磁波波速，
ɑ
为第二径的电磁波入射角度，
ɑ
在[0,2*pi)均匀分布，两径的相位差θ＝4*pi*f*(d-r)/c，令相位差θ变化由0到pi，即衰减由最小到最大，其载波频率f的变化为
△
f＝1/[2*((2d-r)/c-r/c)]，令td＝(2d-r)/c-r/c，即两径的传播时延之差；当载波频率f变化两径时延之差两倍的倒数时，接收信号衰减由最小到最大；
[0093]
快衰落建模模块，用于模拟由发射机快速移动导致的多普勒频偏从而引起的快衰落，令：
[0094]
y4＝a*cos(2*pi*f*((1 v/c)*t-r/c)) cos(
ɑ
)*a*cos(2*pi*f*((1-v/c)*t-(2d-r)/c))，即为小尺度衰落模型，两径的相位差θ＝4*pi*f*[(d-r-v*t)/c]，令相位差θ变化由0到pi，发射时间t的变化为c/(4*f*v)，多普勒频偏fm＝(f*v)/c，则时间变化t＝1/(4*fm)的时候，接收信号衰减由最小到最大。
[0095]
所述结合小尺度衰落模型、大尺度衰落模型和窄带高斯噪声模型构建基于双径传播的多普勒信道模型，具体包括：
[0096]
结合小尺度衰落模型、大尺度衰落模型和窄带高斯噪声模型，令：
[0097][0097]
其中，p1、p2分别为第一径和第二径对应的大尺度衰落因子，n(t)为噪声；
[0098]
分别对x和y做傅里叶变换，取f对应的频率点求能量值为xp和yp，令pl＝xp/yp为该频点的衰减因子；更换载波频率f，载波间隔1khz，并执行上述步骤获得其对应的pl；将所有的测试的载波频率点的pl联合起来得到该频段的频率响应，对该频率响应去均值后做傅里叶变换，得到该频段的信道冲激响应。
[0099]
为了验证本发明基于双径传播的多普勒信道模型构建方法及系统的有效性，在一
具体实施例中，针对900mhz，25-74khz频段，频段间隔为1kz，共60个频率点进行信道建模，具体步骤如下：
[0100]
(1)进行小尺度衰落建模：设置载波频率为f＝900*10^6 1*10^3hz，发射机距离接收机2km，发射机距离障碍物3km，障碍物距离接收机5km。发射机发射信号为x＝2*cos(2*pi*f*t)，发射功率为2w，朝接收机方向移动速度为v＝10m/s，第一径接收信号为y1＝2*cos(2*pi*f*((1-v/c)*t-2*10^3/3*10^8))，第二径接收信号为y2＝cos(
ɑ
)*2*cos(2*pi*f*((1 v/c)*t-8*10^3/3*10^8))，其中令
ɑ
＝pi/4为两径到达接收机的角度差，在[0,2pi)中服从均匀分布。y3＝y1 y2为接收机接收到的两径合成信号。计算相关带宽b＝1/(6*td)＝8.3khz，td为两径时延之差。计算相关时间t＝1/(12*fm)＝74us，fm＝v*f/c＝375*(900*10^6 10^3)/3*10^8＝1125hz为多普勒频移。参照图2，可以看到不同频段内信号衰落幅度不同，参照图3，可以看到不同时间内信号衰落幅度不同。
[0101]
(2)进行大尺度衰落建模：采用基于环境实测数据的okumura-hata模型函数，令接收天线高度hm＝90米，发射天线hb＝1.5米，发射机天线增益db＝17db，接收机天线增益dm＝3db，收发机距离为d。p＝69.55 26.16*log10(900*10^6 1*10^3)-13.82*log10(hb)-a_hm (44.9-6.55*log10(hb))*log10(d)-db-dm；环境修正因子a_hm＝3.2*(log10(11.75*hm))*2-4.97，参照图4，可以看到大尺度衰落和发射机接收机之间距离的关系。
[0102]
(3)进行窄带高斯噪声建模：生成两个相互独立的服从高斯分布的分量nc(t)和ns(t)，且这两个分量均值为0，方差为ρ^2＝1.5，噪声功率为0.04w；噪声n(t)＝0.2*nc(t)*cos(2*pi*f*t)-0.2*ns(t)*sin(2*pi*t)；参照图5，可以看到窄带高斯噪声的时域信息。
[0103]
(4)统计信道传输特性：结合小尺度衰落、大尺度衰落、噪声干扰，令发射机发射信号为x＝a*cos(2*pi*f*t)，接收机接收信号为为x＝a*cos(2*pi*f*t)，接收机接收信号为其中第一径大尺度衰落：
[0104]
p1＝69.55 26.16*log10(900*10^6 1*10^3)-13.82*log10(90)-a_hm (44.9-6.55*log10(90))*log10(2*10^3)-17-3；
[0105]
第二径大尺度衰落：
[0106]
p2＝69.55 26.16*log10(900*10^6 1*10^3)-13.82*log10(90)-a_hm (44.9-6.55*log10(90))*log10(8*10^3)-17-3
[0107]
a_hm＝3.2*(log10(11.75*1.5))*2-4.9。分别对x，y做傅里叶变换，取f对应的频率点求能量值为xp和yp，令pl1＝xp/yp为该频点的衰减因子。更换其他载波频率f＝900*10^6 2*10^3，并执行上述相同的流程获得其对应的pl2，重复60次后，获得pl1，pl2......pl60，即为该频段的频率响应，参照图6。对该频率响应去均值后做傅里叶变换，结果前半段即为该频段的信道冲激响应，参照图7。
[0108]
本发明基于实测数据模型和理论计算，综合考虑信道传输过程中的各类损耗构建了基于双径传播的多普勒信道模型，更加真实地模拟了信道传输环境，为算法开发和通信系统设计提供了精确的信道参数。
[0109]
以上实施例仅是为充分说明本发明而所举的较佳的实施例，本发明的保护范围不限于此。本技术领域的技术人员在本发明基础上所作的等同替代或变换，均在本发明的保
护范围之内。本发明的保护范围以权利要求书为准。