一种三电平储能PCS中点电位管理控制方法与流程

一种三电平储能pcs中点电位管理控制方法
技术领域
1.本发明涉及电化学储能系统控制领域，特别涉及一种三电平储能pcs中点电位管理控制方法。


背景技术：

2.随着中国现代化的加速，中国电力行业发展迅猛，尤其是以风电、光伏为代表的新能源增长迅速。在可预见的未来，风电、光伏将持续高速增长，而现阶段电网对新能源的消纳能力较为有限，导致了弃风、弃光、甚至弃水现象。建设储能电站来增加电网对新能源的消纳能力是一个行之有效的办法，通过储能装置来平抑风光新能源出力波动，在发电的高峰期对电池进行充电，在负荷的高峰期进行放电，从而提高电力系统的供电质量和稳定性。
3.储能系统的主要工作内容有：1、平抑风、光新能源出力波动，提高新能源设施利用率；2、协助电网进行调峰，保证电网运行的稳定性；3、提供电力系统辅助服务，在配电网有脱离正常工作区间的趋势时，能够迅速有效地向电网提供调频、调峰、黑启动、备用等辅助功能。随着储能系统容量的进一步扩大，对pcs容量也提出了更高的要求，受开关器件耐流的限制，提高直流母线电压势在必行。在高压领域只能采用器件串并联的方法，从而导致器件的静态、动态、均压、均流等问题。针对这些问题提出了多电平电路拓扑，三电平电路拓扑凭借其结构的简单性及实用性在多电平拓扑中脱颖而出。与已有两电平电路相比，三电平电路具有谐波含量低、开关频率低、效率高等优点，但其多出了中性点0电位，会引起中点电位的波动，这种波动带来输出波形的谐波含量增加、开关器件的使用寿命缩短等问题。因此为了保证系统安全可靠地运行，必须对中点电位进行控制。
4.已有中点电位控制方法是通过检测矢量作用时连接到中点的某相实际负载电流方向，判断小矢量对直流电容电压的影响方向，并考虑到直流电容电压v
dc1
和v
dc2
的不平衡方向，来调整正负小矢量的相对作用时间，从而实现对中点电位偏移的抑制。已有中点电位控制方法中，正负小矢量的相对作用时间为定值，也即正负小矢量作用时间平衡因子k为定值，其存在调节速度缓慢且中点电位波动较大的缺点；或者需要基于直流侧中点电压反馈构成闭环控制，但其存在参数设计复杂，不易实现的缺陷。本发明在已有中点电位控制方法的基础上，提出一种带可变平衡因子的七段式svpwm调制与大电流不开关五段式svpwm调制根据中点电位偏移大小进行切换的控制方法，来进一步减小中点电位偏移量以及减小系统开关损耗。


技术实现要素：

5.本发明的目的在于提供一种三电平储能pcs中点电位管理控制方法，可以有效减小储能系统三电平pcs中点电位偏移大小的带可变平衡因子的七段式svpwm调制与大电流不开关五段式svpwm调制根据中点电位偏移大小进行切换的控制策略，用于改善储能系统三电平pcs中点电位偏移情况及减小开关损耗，其具有中点电位偏移小，电流波形失真小，效率高，响应迅速等优点。
6.如图1所示为i型三电平pcs拓扑结构图，下面结合图1对中点电位波动原因分析，v
dc
为直流侧储能电池电压，c1和c2分别为上母线电容和下母线电容且c1与c2大小相等，v
dc1
与v
dc2
分别为c1和c2上的电压且v
dc1
等于v
dc2
，vo为主电路中点电位，i
c1
和i
c2
分别为上下母线电容上流过的电流，io为中点流出电流。由电容电压与电流关系可得：
[0007][0008]
其中直流侧中点电压为：
[0009][0010]
将式(2)带入式(1)可得：
[0011][0012]
由基尔霍夫电流定律：
[0013]io
＝i
c1-i
c2
ꢀꢀꢀ
(4)
[0014]
由c1＝c2，将式(3)带入式(4)：
[0015][0016]
将式(5)进行化简：
[0017][0018]
其中vo(0)为0时刻的vo值。
[0019]
由式(6)可以看出，当中线上存在电流io时，会引起中点电位vo的变化，且中线电流io的方向对于中点电位vo的影响不同，当io流入中点o时，中点电位vo会上升，反之，当io流出中点o时，中点电位vo会下降。
[0020]
若对中点电位进行单个采样周期的分析，由于采样周期较小，可近似认为在一个采样周期内中线电流io不变，则一个采样周期内，中点电位波动值δvo为：
[0021][0022]
其中，ts为采样周期。由式(7)可以得出，若一个采样周期流入流出中点的电流不为0，则中点电位vo会出现波动。
[0023]
图1为i型三电平pcs拓扑结构图，由于a、b，c三相完全对称，故以a相桥臂为例来分
析其p、o、n三种工作状态。如图2所示，当s
a1
、s
a2
导通时，a相输出电压v
ao
为v
dc
/2，此为p状态；当s
a2
、s
a3
导通时，a相输出电压v
ao
为0，此为o状态；当s
a3
、s
a4
导通时，a相输出电压v
ao
为﹣v
dc
/2，此为n状态。每一相桥臂都有p、o、n三种输出状态，a、b、c三相共有27组不同的开关状态，对应27种电压组合；27种开关状态所对应的空间矢量图如图3所示。可将图3空间矢量图分为i～vi六个大扇区，每个大扇区又可分为1～6六个小区域。通过判断三相输出电压v
abc
经αβ变换后的参考矢量v
ref
所在空间矢量图中的区域，用对应基本矢量去合成参考矢量。如图5所示，以i扇区1区域为例，冗余正负小矢量为onn和poo，a、b、c三相输出相电流分别为ia、ib、ic，当小矢量onn作用时，a相连接到中点，中点电流io＝ia；当小矢量poo作用时，b相和c相连接到中点，中点电流io＝ib ic,由于ib ic＝-ia，则io＝-ia，由式(7)可知，冗余小矢量onn和poo作用时，中线电流分别为ia和-ia，两者对于中点电位vo的影响相反。可通过合理分配onn和poo作用的时间达到对中点电位的控制。其他扇区以此类推。
[0024]
为实现上述目的，本发明的技术方案是：一种三电平储能pcs中点电位管理控制方法，采用带可变平衡因子的七段式空间矢量脉宽调制svpwm策略以及根据中点电位偏移大小自行切换调制策略，具体包括以下步骤：
[0025]
s1、每个开关周期对三电平pcs系统中上母线电容电压v
dc1
和下母线电容电压v
dc2
以及三相输出电流i
abc
分别进行采样；
[0026]
s2、用下母线电容电压v
dc2
减去上母线电容电压v
dc1
，若所得结果小于设置的滞环环宽h，则svpwm调制方式采用大电流不开关五段式调制；若所得结果大于等于设置的滞环环宽h，则svpwm调制方式采用带可变平衡因子的七段式空间矢量脉宽调制svpwm策略；
[0027]
s3、若采用带可变平衡因子的七段式空间矢量脉宽调制svpwm策略，则根据下母线电容电压v
dc2
与上母线电容电压v
dc1
差值的大小计算出可变平衡因子k；
[0028]
s4、根据v
dc2
与v
dc1
差值的正负和三相输出电流i
abc
的方向确定七段式svpwm调制中正负冗余小矢量的作用时间；
[0029]
s5、调整svpwm中各矢量的作用时间，实现对三电平变流器的中点电位控制。
[0030]
在本发明一实施例中，带可变平衡因子的七段式空间矢量脉宽调制svpwm策略中可变平衡因子k即正负小矢量平衡因子k可根据中点电位偏移大小自行调整，且无需复杂的闭环控制，响应较为迅速，其定义方式为中点电位偏移较大时，k的绝对值较大，正负小矢量作用时间差值较大，可快速调节中点电位，中点电位偏移较小时，k的绝对值较小，正负小矢量作用时间差值较小，调节较为平稳，有效减小中点电位波动。
[0031]
在本发明一实施例中，根据中点电位偏移情况v
dc2
与v
dc1
的差值自行调整调制策略，在中点电位偏移超过滞环环宽h时采用带平衡因子的七段式svpwm调制，迅速调节中点电位；当中点电位偏移值未超过滞环环宽h时采用大电流不开关五段式svpwm调制，有效减小开关管开关次数，降低损耗。
[0032]
在本发明一实施例中，该方法应用于储能系统的三电平储能pcs中点电位管理，储能系统包括储能电池、pcs，该方法适用于采用svpwm调制的三电平单相、三相变流器。
[0033]
在本发明一实施例中，采用根据中点电位偏移大小自行切换调制策略，在两种策略切换时属于无缝切换，不存在冲击。
[0034]
相较于现有技术，本发明具有以下有益效果：
[0035]
(1)本发明采用带可变平衡因子的七段式调制方式，中点电位波动小、响应速度快；
[0036]
(2)根据中点电位偏移情况无缝切换不同调制策略，改善中点电位的同时减小开关损耗，且便于移植到已有中点电位控制方案中，是一个性能优、适用性好的替代方案，可用于改善当前控制方案的中点电位波动，降低系统开关损耗。
附图说明
[0037]
图1是i型三电平pcs拓扑结构图；
[0038]
图2是a相桥臂p、o、n三种电平状态；
[0039]
图3是i型三电平pcs空间电压矢量分布图；
[0040]
图4是三电平svpwm第i扇区空间电压矢量分布图；
[0041]
图5是小矢量onn和poo作用下的电路结构及电流回路图；
[0042]
图6是已有七段式svpwm调制基本电压矢量动作过程；
[0043]
图7是本发明一种三电平储能pcs中点电位管理控制方法示意图；
[0044]
图8是svpwm调制中正负小矢量作用时间平衡因子给定方式；
[0045]
图9是svpwm调制策略切换控制逻辑示意图；
[0046]
图10是已有七段式svpwm调制与本发明所述调制策略对比matlab/simulink仿真波形图。
具体实施方式
[0047]
下面结合附图，对本发明的技术方案进行具体说明。
[0048]
如图7所示，本发明一种三电平储能功率变换器pcs(power conversion system)中点电位管理控制方法，采用带可变平衡因子的七段式空间矢量脉宽调制svpwm(space vector pulse width modulation)策略以及根据中点电位偏移大小自行切换调制策略，具体包括以下步骤：
[0049]
s1、每个开关周期对三电平pcs系统中上母线电容电压v
dc1
和下母线电容电压v
dc2
以及三相输出电流i
abc
分别进行采样；
[0050]
s2、用下母线电容电压v
dc2
减去上母线电容电压v
dc1
，若所得结果小于设置的滞环环宽h，则svpwm调制方式采用大电流不开关五段式调制；若所得结果大于等于设置的滞环环宽h，则svpwm调制方式采用带可变平衡因子的七段式svpwm调制；
[0051]
s3、若采用带可变平衡因子的七段式svpwm调制，则根据下母线电容电压v
dc2
与上母线电容电压v
dc1
差值的大小计算出可变平衡因子k；
[0052]
s4、根据v
dc2
与v
dc1
差值的正负和三相输出电流i
abc
的方向确定七段式svpwm调制中正负冗余小矢量的作用时间；
[0053]
s5、调整svpwm中各矢量的作用时间，实现对三电平变流器的中点电位控制。
[0054]
图1为i型三电平pcs拓扑结构图，v
dc
为直流侧储能电池电压，c1、c2分别为上母线电容电压和下母线电容电压，s
a1
～s
a4
为a相四个igbt(insulated gate bipolar transistor)，s
b1
～s
b4
为b相四个igbt，s
c1
～s
c4
为c相四个igbt，d
a1
、d
a2
为a相两个钳位二极管，d
b1
、d
b2
为b相两个钳位二极管，d
c2
、d
c2
为c相两个钳位二极管。
[0055]
由于a、b、c三相完全对称，故以a相桥臂为例来分析其p、o、n三种工作状态。如图2所示，当a相上桥臂两个igbts
a1
、s
a2
导通时，a相输出电压v
ao
为v
dc
/2，此为p状态；当a相中间两个igbts
a2
、s
a3
导通时，a相输出电压v
ao
为0，此为o状态；当a相下桥臂两个igbts
a3
、s
a4
导通时，a相输出电压v
ao
为﹣v
dc
/2，此为n状态。每一相桥臂都有p、o、n三种输出状态，a、b、c三相共有27组不同的开关状态，对应27种电压组合；27种开关状态所对应的空间矢量图如图3所示。图3标出了所有电压矢量与开关状态的对应关系，如onn代表a、b、c三相的开关状态分别是零、负、负。如图3所示，首先以每60度为边界将正六边形分为i～vi扇区，再将每个扇区划分为6个小区域。
[0056]
通过判断三相输出电压v
abc
经αβ变换后的参考矢量v
ref
所在空间矢量图中的区域，采用最近三矢量法对参考电压矢量进行合成。如图3所示，通过参考电压矢量的角度确定扇区位置，当其角度处于0～π/3区间时，表明参考电压矢量位于第i扇区，当其角度处于π/3～2π/3区间时，则参考电压矢量位于第ii扇区，以此类推。
[0057]
确定好大扇区后，需要进一步对小区域进行确定。参考电压矢量所处的小区域可以根据其在αβ轴的分量以及小区域分界线l1～l4的方程进行判断。下面以i扇区为例。
[0058]
如图4所示，分界线l1～l4的方程为
[0059][0060]
根据分界线l1～l4的位置关系，可以得到扇区内各个小区域的判别不等式为
[0061]
[0062][0063]
用最近三矢量法合成参考矢量v
ref
，设三个基本矢量分别为v1、v2和v3，它们的作用时间分别为t1、t2和t3，开关周期为ts，由平均值等效原则，可得到如下关系
[0064][0065]
由式(10)可以求解出t1、t2和t3。如图4所示，以i扇区1区域为例，v1、v2和v3分别为
[0066][0067]
将式(11)带入式(10)，令实部和虚部分别相等，可得
[0068][0069]
求解式(12)可得
[0070][0071]
式中m为电压调制比，且
[0072]
当未进行中点电位平衡控制时，可变平衡因子k为0，冗余小矢量onn和poo的作用时间均为t1/2，因此，当参考电压矢量位于i扇区1区域时，可以得到基本电压矢量的动作过程以及动作时间如图6所示。
[0073]
如图5所示，以i扇区1区域为例，冗余正负小矢量为onn和poo，a、b、c三相输出相电流分别为ia、ib、ic，当小矢量onn作用时，a相连接到中点，中点电流io＝ia；当小矢量poo作用时，b相和c相连接到中点，中点电流io＝ib ic,由于ib ic＝-ia，则io＝-ia，由式(7)可知，冗余小矢量onn和poo作用时，中线电流分别为ia和-ia，两者对于中点电位vo的影响相反。若当前时刻电容c1上的电压大于电容c2上的电压，并且a相电流大于0，那么由图8计算出的k值小于0，也即电压矢量onn的作用时间为t1(1 k)/2,小于t1/2，电压矢量poo的作用时间为t1(1-k)/2，大于t1/2，此时，相当于等效向中点注入a相电流，如图5(2)，电容c1在放电，电压u
c1
减小，电容c2在充电，电压u
c2
增大，故中点电位的偏移量会减小。如果a相电流小于0，则由图8计算出的k值大于0，电压矢量onn的作用时间为t1(1 k)/2，大于t1/2，电压矢量poo的作用时间为t1(1-k)/2，小于t1/2，同样也可以使得中点电位保持平衡。可通过合理分配onn和poo作用的时间达到对中点电位的控制。其他扇区以此类推。
[0074]
如图6所示，已有中点电位控制方法令负小矢量onn与正小矢量poo作用时间分别为t1(1 k)/2和t1(1-k)/2，其中k为定值，其作用时间并不能跟随中点电位偏移大小而改变，响应不够迅速且电位调节不够精准；或者需要基于直流侧中点电压反馈构成闭环控制，但其存在参数设计复杂，不易实现的缺陷。而对于带可变平衡因子的七段式svpwm调制，k值计算如图8所示，计算简便且响应较快，中点电位偏移较大时k的绝对值较大，正负小矢量作用时间差值较大，可快速调节中点电位，中点电位偏移较小时k的绝对值较小，正负小矢量作用时间差值较小，调节较为平稳，有效减小中点电位波动。
[0075]
考虑到七段式svpwm调制存在开关管开关次数较多，会引起开关损耗较大的问题，提出了大电流不开关五段式svpwm调制，即在svpwm调制中令系统在某一相电流最大值附近该相开关管不进行动作，可以减少该相开关管在该相电流为最大值时的动作次数，尽可能地降低开关损耗。五段式调制中每个小区均都有两种矢量序列方式，如图4所示，以i扇区为例，将i扇区每个小区域两种五段式矢量序列方式均列在下表1。
[0076]
表1
[0077][0078]
在i扇区中1小区、3小区和5小区a相电流为最大，2小区、4小区和6小区c相电流为最大，为实现五段式大电流该相开关管不动作，在2小区和5小区应该运行方式1，在1小区和6小区运行方式2。其他扇区以此类推。
[0079]
考虑到五段式svpwm调制不易调节中点电位，故提出了混合调制策略，即在中点电位偏移超过滞环环宽h时采用带可变平衡因子的七段式svpwm调制，迅速调节中点电位；当中点电位偏移值未超过滞环环宽h时采用大电流不开关五段式svpwm调制，有效减小开关次数，降低损耗。两种调制策略之间的切换如图9所示，其中h为滞环宽度。
[0080]
matlab/simulink已有svpwm调制仿真验证波形如图10所示，pcs以额定直流母线电压1000v、额定功率12kw启动，稳定运行后其中点电位波动为-2.5～2.5v。本发明所提混合调制策略仿真同样以相同条件启动，稳定运行后其中点电位波动仅为-1～1v，中点电位波动抑制效果相比已有svpwm调制方式有60％的提升。
[0081]
以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。