一种基于相控阵MIMO的接收ADBF处理方法与流程

一种基于相控阵mimo的接收adbf处理方法
技术领域
1.本发明属于雷达技术领域，具体涉及一种基于相控阵mimo的接收adbf处理方法。


背景技术：

2.随着技术的发展，在卫星、雷达领域中，大孔径的阵列天线正在得到越来越广泛的应用。在大型相控阵天线中，一般有几百乃至上千个天线阵元。adbf技术是采用数字技术来控制阵列权系数，对一个大型相控阵天线来说，如果要实现全自适应数字波束形成，就需要对每一个阵元的接收信号进行单独处理，系统设计的复杂度和硬件成本都非常大。
3.常规地对接收信号做整体的adbf时，信号的处理过程都是在虚拟阵列的层面上进行的，运算量较大。在复杂信号环境中不仅存在期望信号，而且还存在大量的干扰信号。对信号做自适应波束形成的目的，是为了阵列能在方向形成最大增益的同时能在干扰方向处形成零陷滤除干扰信号。对于大型相控阵mimo雷达系统，它对接收信号做整体的adbf时，信号的处理过程都是在虚拟阵列的层面上进行的，运算量较大。因此，利用相控阵mimo雷达处理实际环境中的信号，不仅要考虑输出高sinr(信干噪比)，而且要考虑如何降低系统运算量。


技术实现要素：

4.为了解决现有技术中存在的上述问题，本发明提供一种基于相控阵mimo的接收adbf处理方法。本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现：
5.本发明提供的一种基于相控阵mimo的接收adbf处理方法，应用于mimo雷达系统，包括：
6.步骤1：获取mimo雷达系统发射子阵发射信号后，多个接收子阵收到的目标反射信号；
7.其中，所述目标反射信号包括干扰及噪声；
8.步骤2：对每个接收子阵的目标反射信号进行接收adbf处理，得到处理后的目标反射信号；
9.步骤3：对处理后的目标反射信号使用多个匹配滤波器进行匹配滤波，得到多组匹配滤波后的目标反射信号；
10.步骤4：对每一组匹配滤波后的目标反射信号进行等效发射dbf处理，得到adbf处理后的目标反射信号。
11.可选的，所述mimo雷达系统包括：m个发射子阵，n个接收子阵，对发射子阵和接收子阵列均不重叠分布，每一个子阵有l个阵元；每个发射子阵内发射相同的信号，子阵间发射相互正交的信号，n个接收子阵接收到的雷达信号为x(t)。
12.可选的，第m个发射子阵所有阵元发射的信号为φm(t)＝q(t)exp(j2πmδft),0＜t＜t0，其中q(t)为雷达信号持续时间t0内的脉冲波形，δf为相邻子阵间发射载频的频率增量，且满足δf＜＜1/t0；am(θ)是第m个发射子阵的导向矢量，m＝1,2,
…
,m，
13.第m个发射子阵输出的信号复包络可表示为：
14.位于θ方向上的远场目标反射的信号为：
[0015][0016]
其中，β(θ)为远场目标反射系数，是总的波形矢量，需满足正交性；am(θ)是第m个发射子阵的导向矢量，1≤m≤m，a(θ)＝[a1(θ),a2(θ),
…
,am(θ)]
t
是发射总导向矢量；
[0017]
接收子阵接收到的n
×
1维信号可表示为：
[0018][0019]
其中，目标的方位角为θs，在空间中存在d个干扰，其反射的系数和方位分别为βi和θi(i＝1,
…
,d)，b(θ)是接收导向矢量，n(t)为阵列的噪声，阵列中各子阵的噪声为相互独立的高斯白噪声，方差为且与信号不相关。
[0020]
其中，所述adbf处理的处理表达式为：
[0021][0022]
目标反射信号的干扰加噪声采样协方差矩阵可表示为：
[0023][0024]
其中，为第i个干扰的反射系数；
[0025]
干扰加噪声采样协方差矩阵的逆表示为：
[0026][0027]
其中，a
t
(θi)φ(t)为一常数，e{|a
t
(θi)φ(t)|2}＝a
t
(θi)*e[φ(t)*φh(t)]*a
*
(θi)＝m；
[0028]
当实际中干扰的能量要远大于接收机噪声的能量，干扰加噪声采样协方差矩阵的逆表示为：
[0029][0030]
干扰加噪声采样协方差矩阵的逆的权值表示为：
[0031][0032]
权值对目标反射信号进行加权，在干扰方向上有：
[0033][0034]
处理后的目标反射信号表示为：
[0035][0036]
其中，n
′2(t)＝bh(θs)n(t)。
[0037]
可选的，所述步骤3包括：
[0038]
对处理后的目标反射信号使用多个匹配滤波器，与每一路发射信号波形进行匹配滤波，以将不同发射信号引起的回波从合成信号中分离出来，得到多组匹配滤波后的目标反射信号；
[0039]
第m路的发射信号表示为：
[0040][0041]
匹配滤波后的目标反射信号表示为：
[0042][0043]
其中，n
″2为信号经过匹配滤波得到的噪声分量。
[0044]
6.根据权利要求5所述的接收adbf处理方法，其特征在于，所述步骤4包括：
[0045]
以期望方向的发射导向矢量为权值，对匹配滤波后的目标反射信号z加权求和，以实现对匹配滤波后的目标反射信号进一步等效发射dbf处理，获得adbf处理后的目标反射信号：
[0046]
所述adbf处理后的目标反射信号表示为：
[0047][0048]
其中，n
″′2为整个处理流程后的噪声。
[0049]
本发明提供的一种基于相控阵mimo的接收adbf处理方法，通过对每个接收子阵的目标反射信号进行接收adbf处理；对处理后的目标反射信号使用多个匹配滤波器进行匹配滤波；对每一组匹配滤波后的目标反射信号进行等效发射dbf处理，得到adbf处理后的目标反射信号。本发明由于是对接收信号直接做adbf，考虑形成b个波束，此时的运算量为b
×
o(n3)；然后进行匹配滤波，最后做等效发射dbf，需要的运算量为mb。因此本发明进行接收adbf后等效发射dbf处理的总运算量为mb nbn
mf
b
×
o(n3)，运算量大幅度降低。
[0050]
以下将结合附图及实施例对本发明做进一步详细说明。
附图说明
[0051]
图1是本发明实施例提供的一种基于相控阵mimo的接收adbf处理方法的流程示意图；
[0052]
图2是本发明实施例提供的先接收adbf后等效发射dbf示意图；
[0053]
图3是16行16列共128个阵元的位置分布图；
[0054]
图4是某mimo雷达发射天线阵列及其子阵分布图；
[0055]
图5是某mimo雷达接收天线阵列及其子阵分布图；
[0056]
图6是虚拟阵列子阵分布图；
[0057]
图7是接收adbf处理阵列整体方向图；
[0058]
图8是方向图在目标所在俯仰角上的切面。
具体实施方式
[0059]
下面结合具体实施例对本发明做进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。
[0060]
如图1所示，本发明提供的一种基于相控阵mimo的接收adbf处理方法，应用于mimo雷达系统，所述方法包括：
[0061]
步骤1：获取mimo雷达系统发射子阵发射信号后，多个接收子阵收到的目标反射信号；
[0062]
其中，所述mimo雷达系统包括：m个发射子阵，n个接收子阵，对发射子阵和接收子阵列均不重叠分布，每一个子阵有l个阵元；每个发射子阵内发射相同的信号，子阵间发射相互正交的信号，n个接收子阵接收到的雷达信号为x(t)，所述目标反射信号包括干扰及噪声；第m个发射子阵所有阵元发射的信号为φm(t)＝q(t)exp(j2πmδft),0＜t＜t0，其中q(t)为雷达信号持续时间t0内的脉冲波形，δf为相邻子阵间发射载频的频率增量，且满足δf＜＜1/t0；am(θ)是第m个发射子阵的导向矢量，m＝1,2,
…
,m；，m＝1,2,
…
,m，
[0063]
第m个发射子阵输出的信号复包络可表示为：
[0064]
位于θ方向上的远场目标反射的信号为：
[0065][0066]
其中，β(θ)为远场目标反射系数，是总的波形矢量，需满足正交性；am(θ)是第m个发射子阵的导向矢量，1≤m≤m，a(θ)＝[a1(θ),a2(θ),
…
,am(θ)]
t
是发射总导向矢量；
[0067]
假设目标的方位角为θs，在空间中存在d个干扰，其反射的系数和方位分别为βi和θi(i＝1,
…
,d)，则接收子阵接收到的n
×
1维信号可表示为：
[0068][0069]
其中，b(θ)是接收导向矢量，n(t)为阵列的噪声，阵列中各子阵的噪声为相互独立
的高斯白噪声，方差为且与信号不相关。
[0070]
步骤2：对每个接收子阵的目标反射信号进行接收adbf处理，得到处理后的目标反射信号；
[0071]
对接收信号x(t)做接收adbf处理，且信号x(t)用mvdr算法做adbf，它的数学表达式，即adbf处理的处理表达式为：
[0072][0073]
目标反射信号的干扰加噪声采样协方差矩阵可表示为：
[0074][0075]
其中，为第i个干扰的反射系数；
[0076]
根据矩阵求逆引理对采样协方差矩阵进行求逆，得：
[0077][0078]
由于a
t
(θi)φ(t)为一常数，则e{|a
t
(θi)φ(t)|2}＝a
t
(θi)*e[φ(t)*φh(t)]*a
*
(θi)＝m；再考虑到实际中干扰的能量要远大于接收机噪声的能量，即因此干扰加噪声采样协方差矩阵的逆表示为：干扰加噪声采样协方差矩阵的逆可以表示为：
[0079][0080]
干扰加噪声采样协方差矩阵的逆的权值表示为：
[0081][0082]
权值对目标反射信号进行加权，在干扰方向上有：
[0083][0084]
可以看出，经过接收adbf后，接收信号中y(t)的干扰分量被抑制，只剩下目标分量和噪声分量，处理后的目标反射信号表示为：
[0085][0086]
其中，n
′2(t)＝bh(θs)n(t)。
[0087]
步骤3：对处理后的目标反射信号使用多个匹配滤波器进行匹配滤波，得到多组匹配滤波后的目标反射信号；
[0088]
在本发明的一种实施例中，所述步骤3包括：
[0089]
对处理后的目标反射信号使用多个匹配滤波器，与每一路发射信号波形进行匹配滤波，以将不同发射信号引起的回波从合成信号中分离出来，得到多组匹配滤波后的目标反射信号；
[0090]
本发明对经过接收adbf处理之后的信号y(t)与每一路发射波形做匹配滤波，从而将不同发射信号引起的回波从合成信号中分离出来；
[0091]
第m路的发射信号表示为：
[0092][0093]
匹配滤波后的目标反射信号表示为：
[0094][0095]
其中，n
″2为信号经过匹配滤波得到的噪声分量。
[0096]
步骤4：对每一组匹配滤波后的目标反射信号进行等效发射dbf处理，得到adbf处理后的目标反射信号。
[0097]
在本发明的一种实施例中，所述步骤4包括：
[0098]
以期望方向的发射导向矢量为权值，对匹配滤波后的目标反射信号z加权求和，以实现匹配滤波后的目标反射信号进对等效发射dbf处理，获得adbf处理后的目标反射信号：
[0099]
所述adbf处理后的目标反射信号表示为：
[0100][0101]
其中，n
″′2为整个处理流程后的噪声。
[0102]
参考图2，图2为本发明对目标反射信号进行adbf处理的全过程。对接收adbf处理来说，由于是对接收信号直接做adbf，考虑形成b个波束，此时的运算量为b
×
o(n3)。然后在进行匹配滤波，需要的匹配滤波器的个数以及运算量与接收dbf等效发射adbf处理相同，分别为nb和nbn
mf
。最后做等效发射dbf，需要的运算量为mb。因此做接收adbf等效发射dbf处理的总运算量为mb nbn
mf
b
×
o(n3)。
[0103]
本发明需要的匹配滤波器的个数和所需乘法运算次数如表1所示。
[0104]
表1 adbf处理方法运算量对比
[0105] 整体adbf接收adbf处理匹配滤波器个数nmnb乘法运算次数nmn
mf
o(n3m3)mb nbn
mf
b
×
o(n3)
[0106]
根据表1中可以看出，虽然接收/等效发射adbf处理比传统的整体adbf处理获得的输出sinr低，但是运算量却大为降低。
[0107]
本发明提供的一种基于相控阵mimo的接收adbf处理方法，通过对每个接收子阵的
目标反射信号进行接收adbf处理；对处理后的目标反射信号使用多个匹配滤波器进行匹配滤波；对每一组匹配滤波后的目标反射信号进行等效发射dbf处理，得到adbf处理后的目标反射信号。本发明由于是对接收信号直接做adbf，考虑形成b个波束，此时的运算量为b
×
o(n3)；然后在进行匹配滤波，需要的匹配滤波器的个数以及运算量与接收dbf等效发射adbf处理相同，最后做等效发射dbf，需要的运算量为mb。因此本发明进行接收adbf等效发射dbf处理的总运算量为mb nbn
mf
b
×
o(n3)，运算量大幅度降低。
[0108]
下面通过实验验证本发明提供的一种基于相控阵mimo的接收adbf处理方法的效果。
[0109]
在做子阵的自适应dbf时，首先需要对发射阵和接收阵进行划分。对发射阵列和接收阵列来说，如果每一个划分的子阵阵元数太少，使划分后的子阵数目较多，此时雷达可以发射更多的正交信号，波形多样性更大，但是会造成巨大的运行算量。相反，如果每一个划分的子阵阵元数太多，则子阵数目较少，此时每一路正交信号的增益会增大，但是系统自由度变低，角分辨率也会降低。
[0110]
在这里选择16行16列共128个阵元组成一个基本子阵，并对发射和接收阵列均做这种规则不重叠的划分，这样7424个发射阵元共被划分为58个子阵，9024个接收阵元在舍去64个阵元后共被划分为70个子阵。子阵内阵元的位置分布如图3所示。发射子阵和接收子阵的分布如图4和图5所示。
[0111]
在该mimo系统中，由于发射阵列是接收阵列的一部分，且发射与接收采用了相同的子阵划分结构，因此在采用相同相位中心的情况下，由58个发射子阵和70个接收子阵通过kronecker积所形成的虚拟子阵为一重叠性的虚拟子阵，形成的虚拟阵列如图6所示。
[0112]
假设空间中存在3个位于同一俯仰角的干扰，俯仰角为20
°
，方位角分别为40
°
，25
°
，-20
°
，干噪比为40db。期望信号的俯仰角与干扰信号的俯仰角相同，方位角为20
°
，信噪比为10db。脉冲数为20，发射信号在一个脉冲重复周期内的采样点数为200。
[0113]
接收adbf处理方法得到处理结果分别如图7和图8所示。图7中为阵列的综合方向图，图8为方向图在目标所在俯仰角上的切面。该处理方法得到的方向图和整体adbf得到的方向图在干扰所在俯仰角上的切面基本一致。处理方法的输出sinr和程序运行时间见表2所示：
[0114]
表2本发明adbf处理方法与传统adbf处理方法输出sinr和运行时间对比表
[0115] 整体adbf本发明接收adbf处理输入sinr/db-30-30输出sinr/db134.29133.86运行时间/s12.090.75
[0116]
从表2中可以看出，本发明的adbf处理方法相较于传统的adbf处理方法输出sinr和运行时间都有明显优势。
[0117]
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。