一种OFDM系统的信道均衡方法与流程

一种ofdm系统的信道均衡方法
技术领域
1.本发明属于通信技术领域，涉及信号正交频分多址(ofdm)调制技术，具体涉及一种ofdm系统的信道均衡方法。


背景技术：

2.在通信系统中，信道所能提供的带宽通常比传送一路信号所需的带宽要宽得多。如果一个信道只传送一路信号是非常浪费的，为了能够充分利用信道的带宽，就可以采用频分复用的方法。ofdm主要思想是：将信道分成若干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到在每个子信道上进行传输。在接收端采用相关技术来区分正交信号，这样可以减少子信道之间的相互干扰。每个子信道上的信号带宽小于信道的相关带宽，因此每个子信道上可以看成平坦性衰落，从而可以消除码间串扰，而且由于每个子信道的带宽仅仅是原信道带宽的一小部分，信道均衡变得相对容易。
3.为了避免isi和ici，或者至少将他们抑制到可接受的程度。根据ofdm信号特点，只要选择一个足够的循环前缀(简称：cp)以防止由频率选择性衰落而引起的符号间干扰(isi)和载波间干扰(ici)，同时要选择适当的ofdm符号长度，使信道冲激响应(cir)至少在一个ofdm符号期间是不变的。另外，由于ofdm系统对频偏和相位噪声敏感，因此ofdm子载波宽度必须仔细选定，既不能太大也不能太小。因为ofdm符号周期和子载波带宽成反比，所以在一定的循环前缀cp(cycle prefix)长度下，子载波宽度越小，则符号周期越大，频谱效率也越高(因为每个ofdm符号前都要插入一个cp，cp是系统开销，不传输有效数据)。但如果子载波宽度过小，则对频偏过于敏感，难以支持高速移动的终端。
4.cp长度的选择与无线信道的时延扩展和小区的半径大小息息相关，时延扩展和小区半径越大，需要的cp也越长。另外，在宏分集(macrodiversity)广播系统中，由于终端收到各基站同时发出的信号，为了避免由于传输延迟差造成的干扰，需要额外加长cp。所以在ofdm系统中，ofdm符号数据由两个部分组成，即ofdm数据和ofdm符号循环前缀，并且循环前缀a的内容和ofdm数据尾部b完全相同。根据ofdm符号的变化公式，一个ofdm数据从a的任何一个地方开始，取一个ofdm数据长度，那么经过傅里叶变换之后，在频域承载的内容都相同。
5.在实际的ofdm系统中，不仅需要循环前缀提高性能，并且还需要参考信号(导频)，需要考虑在获得较高性能的同时尽可能减小开销。因此导频插入的方式(时分复用还是频分复用)及导频的密度都需要认真考虑。
6.在低压电力线宽带载波通信系统，采用ofdm调制方式进行传输，导频是采用前导符号完成。物理层发送的物理层协议数据单元(ppdu)由前导、帧控制和载荷数据组成。其中，前导为一个周期性序列，每个符号的帧控制和载荷数据的载波个数为512个。为了提供ofdm系统的同步和信道估计，对ofdm的前导进行了特殊设计，便于接收端完成帧频率和定时同步，以及完成信道估计。低压电力线宽带载波通信系统的前导由10.5个syncp与2.5个syncm组成，其中syncp和syncm都是一个完整ofdm符号，长度为1024点。syncp和syncm符号
内容，在低压电力线宽带载波通信中有明确定义，在通信过程中，发送端和接收端都已知syncp和syncm内容，即ppdu的帧结构中的前导帧结构。收发双方都已知，则接收端在接收过程中可以使用前导进行信道估计，估计出每个子载波在电力线传输信道中的信道特征。
7.在理想场景中，采用帧结构中的前导数据进行信道估计结果能够完成对帧控和帧载荷数据的信道均衡。但是在实际场景中，即使是近似于时不变的电力线信道场景，信道也会存在或多或少的变化，并且收发两端的时钟也始终存在偏差，导致了离前导较远的帧载荷符号解调性能恶化。这种情况在目前的公网系统中也是存在的，但是在第四代，第五代移动通信系统中，每个资源块都插入了很多导频信号，能够实时跟踪无线信号的变化情况。
8.问题的关键在于在一些系统中，为了节省资源不会插入过多的导频，例如低压电力线宽带载波通信系统，在帧控和帧载荷中就没有导频信息，只能使用前导来完成，这对于接收端的数据解调带来巨大挑战。


技术实现要素：

9.有鉴于此，本发明的目的在于提供一种采用ofdm符号特点进行信道均衡的方法，解决低压电力线宽带载波通信系统帧结构的帧控和帧载荷部分没有提供导频信号的问题，从而提高信道均衡的效果。
10.为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：
11.1、一种ofdm系统的信道均衡方法，具体包括以下步骤：
12.s1：采用低压电力线宽带载波通信系统帧结构中的前导符号进行信道估计，得到电力线信道特征矩阵，记为h_channel；
13.s2：使用帧结构中的前导符号估算出收发双方时钟的频率偏差，并生成频率偏差校准矩阵，记为h_freq_compensation；
14.s3：根据ofdm符号数据特点，生成信道跟踪矩阵，记为h_tracking；
15.s4：使用h_channel、h_freq_compensation和h_tracking生成信道均衡矩阵hn，实现对ofdm符号数据的信道均衡，得到ofdm频域数据，ofdm承载的传输数据符号。
16.进一步，步骤s1中，得到电力线信道特征矩阵h_channel，具体包括：选择前导中的最后三个ofdm符号作为参考符号进行电力线信道特征矩阵计算，假设发送端发送这三个ofdm符号的时域数据为x1、x2和x3，其中x1为syncp、x2和x3为syncm符号；在接收端接收到该三个ofdm符号数据为y1、y2和y3；则电力线信道特征矩阵为h1＝fft(y1)/fft(x1)，h2＝fft(y2)/fft(x2)和h3＝fft(y3)/fft(x3)；h_channel＝(h1 h2 h3)/3，并且对h_channel进行频域滤波，即可得到最终电力线信道特征矩阵h_channel；其中，fft()表示快速傅里叶变化，将时域信号变化到频域信号。
17.进一步，步骤s2中，生成频率偏差校准矩阵h_freq_compensation的计算公式为：
18.h_freq_compensation＝power(h_freq_compensation，1-α)
19.＝power(h_freq_compensation，1-(ofdm_cp_len-2*ofdm_overlap_len)/ofdm_fft_len)
20.其中，α＝ofdm_cp_len-2*ofdm_overlap_len)/ofdm_fft_len，ofdm_cp_len为一个ofdm符号的循环前缀长度，ofdm_overlap_len为滚降间隔，ofdm_fft_len为ofdm数据长度；power(a,b)表示ab计算符，是对a矩阵中每个元素进行指数计算。
21.进一步，步骤s3中，信道跟踪矩阵h_tracking的计算公式为：h_tracking＝power(h_tracking,α)。
22.进一步，步骤s4中，信道均衡矩阵hn为：
23.hn＝h
n-1
.*h_freq_compensation.*h_tracking
24.其中，n为ofdm符号序号，hn是一个ofdm数据长度时间的信道均衡量，在低压电力线宽带载波通信中，一个ofdm符号数据还包括循环前缀和滚降间隔占用的时间；则一个ofdm符号数据的信道均衡矩阵计算公式为：
25.hn＝power(hn,ofdm_fft_len ofdm_cp_len-ofdm_overlap_len)/ofdm_fft_len)。
26.进一步，步骤s4中，得到ofdm频域数据的计算公式为：
27.ofdm_fft_data＝fft(ofdm_data)./hn28.其中，fft()表示快速傅里叶变换；./表示两个矩阵中对应元素相互除法计算，ofdm_data表示加入了使用信道均衡矩阵hn计算的ofdm符号的ofdm数据。
29.2、信道均衡系统，如图1所示，包括：ofdm时域同步模块、ofdm符号数据模块、信道跟踪矩阵模块、fft变化模块、信道特征估计模块、频率偏差校准矩阵模块、信道均衡模块和ofdm频域数据模块。
30.所述ofdm时域同步模块：发送端采用帧结构方式发送ofdm数据到接收端，接收端接收到发送端的ofdm数据，首先根据帧结构中的前导符号进行帧结构定时，即确定前导符号的符号位置，并提供参考符号用于电力线信道特征矩阵h_channel的估算；
31.所述ofdm符号数据模块：接收端根据帧结构定义，逐个取出帧控和帧载荷的ofdm符号数据，ofdm符号数据，包括ofdm循环前缀和ofdm数据；
32.所述信道跟踪矩阵模块：根据ofdm符号数据中的循环前缀和ofdm数据中存在相同的特性，估算出信道变化的信道跟踪矩阵h_tracking；
33.所述fft变化模块：根据ofdm符号数据生成特点，使用ofdm符号数据中循环前缀，替ofdm符号中滚降间隔占用的部分，形成一个新的完整的ofdm数据，即ofdm_data，然后对该数据进行fft计算，fft(ofdm_data)；
34.所述信道特征估计模块：根据ofdm时域同步模块提供的帧结构前导的最后三个ofdm符号数据作为参考信号，即syncp，syncm和syncm，估算出电力线信道特征矩阵h_channel；
35.所述频率偏差校准矩阵模块：根据确定参考信号syncp，syncm和syncm，计算出两两相邻ofdm符号中每个子载波的相位偏差，估算出发送端和接收端时钟的偏差，形成一个频率偏差校准矩阵h_freq_compensation；
36.所述信道均衡模块：采用信道跟踪矩阵模块的h_tracking、信道特征估计模块的h_channel和频率偏差校准矩阵模块的h_freq_compensation生成信道特征矩阵hn，利用hn对接收到的ofdm频域数据进行矫正处理。
37.fft变化模块得到的帧控或是帧载荷的一个ofdm频域数据，这组数据需要进行信道均衡才能还原承载的信息。该模块使用到的信道跟踪矩阵表示一个符号时间长度的信道变化，表明该信道跟踪矩阵主要对该ofdm起作用；频率偏差校准矩阵表示一个ofdm时间内，由于收发端时钟不同而引起ofdm符号子载波相位差，这个矩阵随着时间的变化而变化；信道特征估计，估算一个帧结构时间内的电力线信道特点，所以在使用过程中该信道特征估
计矩阵保持不变。
38.所述ofdm频域数据模块：ofdm数据进行信道均衡，在本发明中采用信道跟踪矩阵、信道特征矩阵和频率偏差校准矩阵都采用频域均衡方法，最终得到ofdm符号承载的信息。
39.该系统中，三个关键模块包括有均衡矩阵h_channel、h_freq_compensation、h_tracking的计算，具体计算过程为：
40.(1)电力线信道特征矩阵h_channel计算过程
41.选择前导中的最后三个ofdm符号作为参考符号进行电力线信道特征矩阵计算，假设发送端发送这三个ofdm符号的时域数据为x1，x2和x3，其中x1为syncp、x2和x3为syncm符号。在接收端接收到该三个ofdm符号数据为y1,y2和y3。则电力线信道特征矩阵为h1＝fft(y1)/fft(x1)，h2＝fft(y2)/fft(x2)和h3＝fft(y3)/fft(x3)。h_channel＝(h1 h2 h3)/3，并且对h_channel进行频域滤波，即可得到最终电力线信道特征矩阵h_channel。其中fft()表示快速傅里叶变化，将时域信号变化到频域信号。
42.(2)频率偏差校准矩阵h_freq_compensation计算过程
43.对三个参考符号进行fft计算，得到三个参考符号的频域信息，记为fft(y1)、fft(y2)和fft(y3)。由于发送端发送x1、x2和x3为syncp和syncm、syncm符号，其中syncm＝-syncp。计算出每个子载波在一个ofdm时间内的相位差h1_freq＝fft(y2).*conj(-fft(y1))和h2_freq＝fft(y3).*conj(fft(y3))，然后对h1_freq和h2_freq进行频域滤波计算。其中.*表示矩阵相同位置元素相乘，形成新的矩阵。conj()表示复数共轭计算。h_freq＝(h1_freq h2_freq)/2，最后再次对h_freq进行频域滤波计算，即可得到频率偏差校准矩阵h_freq_compensation。
44.(3)信道跟踪矩阵h_tracking计算过程
45.对帧结构中每个帧控和帧载荷ofdm符号都进行信道跟踪矩阵计算，首先取出一个完整的帧控或是帧载荷ofdm符号时域数据，如图2所示。ofdm符号数据包括了ofdm符号的循环前缀和ofdm数据，分别记为ofdm_cp和ofdm_data，其中ofdm_data的尾部数据ofdm_ncp和ofdm循环前缀ofdm_cp相同。将ofdm_cp和ofdm_ncp数据去掉前后的滚降间隔，得到ofdm_cp1和ofdm_ncp1，那么在发送端ofdm_cp1和ofdm_ncp1完全相同。然后在ofdm_data保留ofdm_ncp1数据，其它位置的值为0，得到ofdm_ncp2符号，使用ofdm_cp1替换ofdm_data中的ofdm_ncp1数据，同样仅仅保留ofdm_cp1数据，其它位置的值为0，得到ofdm＿cp2符号。信道跟踪矩阵h_tracking＝fft(ofdm_ncp2)/fft(ofdm_cp2)，最后对h_tracking进行频域滤波。
46.本发明的有益效果在于：
47.(1)本发明采用ofdm符号中的循环前缀进行信道补偿的方法，不需要在ofdm符号数据中插入参考信号，提高了传输资源的利用率。
48.(2)本发明采用ofdm符号中循环前缀进行信道估计和补偿，有利于进行实时的信道跟踪。循环前缀数据是离ofdm数据最近的特征数据，采用循环前缀获得的信道补偿矩阵最接近ofdm数据传输的信道特征。
49.(3)本发明提出的在频域进行频率偏差调整的方法，解决了由于低压电力线宽带载波通信系统在电力线上仅仅发送基带信号实部，导致不便于在帧结构的时域部分进行收发端时钟偏差补偿的问题。
50.(4)在低压电力线宽带通信系统中，由于参考信号只能选择帧结构中的前导，造成较长的帧载荷解析困难，主要是收发端时钟的偏差，以及信道的变化，导致利用前导作为参考信号得到的信道特征，不能代表靠后的帧载荷符号传输的信道特征。本发明采用的信道估计生成方法，有效抵制了信道变化和收发端时钟不同造成的信道变化。
51.本发明的其他优点、目标和特征在某种程度上将在随后的说明书中进行阐述，并且在某种程度上，基于对下文的考察研究对本领域技术人员而言将是显而易见的，或者可以从本发明的实践中得到教导。本发明的目标和其他优点可以通过下面的说明书来实现和获得。
附图说明
52.为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作优选的详细描述，其中：
53.图1为一个ofdm符号的信道均衡原理图；
54.图2为ofdm时域符号数据结构；
55.图3为一个ofdm符号数据的均衡过程；
56.图4为低压电力线宽带载波通信物理层整体框架；
57.图5为低压电力线宽带载波通信的接收流程图；
58.图6为低压电力线宽带载波通信的前导结构图；
59.图7为ofdm符号时序；
60.图8为两个ofdm符号数据重叠示意图；
61.图9为ofdm符号频域信道均衡过程流程图；
62.图10为band0，tm0基带频偏3.675khz场景下的信道特征矩阵数据仿真图；
63.图11为band0，tm0基带频偏3.675khz场景下的频率偏差校准矩阵数据仿真图；
64.图12为band0，tm0基带频偏3.675khz场景下的信道跟踪矩阵数据仿真图；
65.图13为band0，tm0基带频偏3.675khz场景下的接收数据符号星座图；
66.图14为band3，tm9基带频偏1500hz场景下信道特征矩阵数据仿真图；
67.图15为band3，tm9基带频偏1500hz场景下频率偏差校准矩阵数据仿真图；
68.图16为band3，tm9基带频偏1500hz场景下信道跟踪矩阵数据仿真图；
69.图17为band3，tm9基带频偏1500hz场景下的接收数据符号星座图。
具体实施方式
70.以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
71.请参阅图1～图17，图3为本发明的信道均衡过程，具体包括以下步骤：
72.步骤1：在低压电力线宽带通信系统中，根据帧结构定义，在前导和第一个帧控之
间存在半个ofdm符号间隔。在该时间内也存在由于收发时钟不同步造成的接收ofdm相位旋转。即h_freq_compensation＝power(h_freq_compensation，1/2)，其中power表示指数计算，power(a,b)＝ab。如图3中1步。
73.步骤2：信道跟踪矩阵计算方法，由于每个ofdm符号数据循环前缀可能不同，并且存在滚降间隔，所以每个符号时间带来频率偏差校准矩阵不同。假设一个ofdm符号的循环前缀长度为ofdm_cp_len，滚降间隔为ofdm_overlap_len，ofdm数据长度为ofdm_fft_len，则在计算信道跟踪矩阵h_tracking时候，没有采用完整ofdm符号数据长度。如图3中2步。
74.令α＝(ofdm_cp_len-2*ofdm_overlap_len)/ofdm_fft_len，则h_tracking＝power(h_tracking，α)。
75.步骤3：频率偏差校准矩阵h_freq_compensation计算方法，在本发明中采用的计算公式h_freq_compensation＝power(h_freq_compensation，1-(ofdm_cp_len-2*ofdm_overlap_len)/ofdm_fft_len))，如图3中3步，即h_freq_compensation＝power(h_freq_compensation，1-α)
76.步骤4：使用电力线信道特征矩阵、频率偏差校准矩阵以及信道跟踪矩阵生成信道均衡矩阵hn。其中n为ofdm符号序号，从第一个帧控符号开始到帧载荷最后一个ofdm符号为止。如图3中4步。
77.hn＝h
n-1
.*h_freq_compensation.*h_tracking
78.其中，hn是一个ofdm数据长度时间的信道均衡量，在低压电力线宽带载波通信中，一个ofdm符号数据还包括了循环前缀和滚降间隔占用的时间。所以在本发明中，一个ofdm符号数据的信道均衡矩阵计算公式为：
79.hn＝power(hn，ofdm_fft_len ofdm_cp_len-ofdm_overlap_len)/ofdm_fft_len)
80.步骤5：使用信道均衡矩阵hn计算ofdm符号的计算公式，加个该ofdm符号的ofdm数据为ofdm_data。如图3中5步。
81.ofdm_fft_data＝fft(ofdm_data)./hn82.其中，fft()表示快速傅里叶变换；./表示两个矩阵中对应元素相互计算。
83.实施例1：
84.低压电力线宽带载波通信系统是一套完整的物联网通信系统，本实施例仅针对该系统信道特征跟踪的解决方案。在本实施例中，就采用本发明信道均衡方法在该系统的具体应用。
85.低压电力线宽带载波通信的物理层如图4所示，在发射端，物理层接收来自数据链路层的输入，采用两个分开的链路分别处理帧控制数据和载荷数据。帧控制数据通过turbo编码后，进行信道交织和帧控制分集拷贝；载荷数据经过加扰、turbo编码以及信道交织和载荷分集拷贝后，和帧控制数据一起进行星座点映射，映射后的数据经过ifft处理后添加循环前缀形成ofdm符号，加入前导符号进行加窗处理后，形成ppdu信号送入模拟前端最终发送到电力线信道中。
86.在接收端，从模拟前端接收到数据协同采用agc和时间同步分别对帧控制和载荷数据进行调整，并对帧控制和载荷数据进行fft变换后，进入解调、译码模块，最终恢复出帧控制信息的原始数据与载荷的原始数据。
87.本实施例应用于该系统接收端的时钟/帧同步、fft和解调环节。用于电力线信道
估计，解决接收端信道均衡。在本实施例中，接收端的信号处理流程如图5所示。
88.接收端收到电力线上帧结构突发信号，首先进行自动增益控制(agc)调整、时钟/帧同步、信道跟踪矩阵、频率偏差校准矩阵、信道特征矩阵、fft、信道均衡、解调和信道译码构成。
89.现有实现方法通常仅仅考虑了信道特征矩阵进行信道均衡处理，由于在帧载荷中没有参考信号，基本只能满足较短帧结构的数据解析，无法补偿较长的数据块。所以在本实施例中，采用频率偏差校准矩阵和信道跟踪矩阵的补偿方法，适用于较长帧符号的信道均衡。
90.下面从信道特征矩阵、频率偏差校准矩阵和信道跟踪矩阵的计算方法，以及如何使用这三个矩阵进行信道均衡来说明如何使用本发明的信道均衡方法。
91.本实施例中，根据本发明的描述，信道特征估计和频率偏差校准矩阵根据帧结构中的前导符号计算得到。前导的具体结构如图6所示。
92.前导由10.5个syncp与2.5个syncm组成。syncp的定义为：
[0093][0094]
其中，c为可用的载波集合，这里的n取1024。syncm＝-syncp。其中，前导开始的0.5个syncp是syncp的后半部分，最后的0.5个syncm是syncm的前半部分。为前导参考相位用于对前导的syncp进行相位旋转，从1号载波到511号载波的相角参考值，在标准中提供估计的值。
[0095]
第一：帧同步过程。
[0096]
在本实施例中，首先使用前导符号进行agc调整，然后在前导中搜索syncp和syncm的位置，确定前导的定时关系。在本实施例中采用常规方法，即接收端本地生成syncp和syncm信号，形成一个syncp和syncm序列，然后和接收到的帧结构数据在时域进行滑动相关计算，搜索到的相关峰值就是帧结构中要搜索的syncp和syncm的位置，即图6中定时同步的syncp和syncm。
[0097]
第二：信道特征矩阵计算过程。
[0098]
在图6的帧结构中，确定了定时同步的syncp和syncm符号的位置，则可以从帧结构数据中取出三个符号作为参考信号。即定时同步的syncp和syncm，以及前导的最后一个syncm符号，组成本实施例的解调参考信号。为了描述方便，假设发送端发送这三个符号为x1、x2和x3，接收端接收到这三个符号的数据为：y1、y2和y3。
[0099]
前导符号数据，收发端都已知的信号。x1、x2和x3符号由于经过电力线传输之后变成y1、y2和y3符号。首先采用最小二乘准则的信道估计方法(简称：ls信道估计)。
[0100]
h1＝fft(y1)/fft(x1)，h2＝fft(y2)/fft(x2)和h3＝fft(y3)/fft(x3)
[0101]
上面x1、x2、x3和y1、y2和y3都是1024点的ofdm符号数据；fft()表示进行快速傅里叶变换；/计算符号，表示两个矩阵对应元素相除。
[0102]
然后在时域进行平滑处理，即将信道特征矩阵在时域进行平均处理。
[0103]
h_channel＝(h1 h2 h3)/3
[0104]
上面计算公式物理含义表示为：h1、h2和h3矩阵对应元素相加，然后除以3的计算。
[0105]
采用最小二乘准则的信道估计方法，是信道估计最简单的计算方法，在此基础上一般还采用idt信道估计或是mmse方法来提高信道估计性能。
[0106]
在本实施例中，根据前导的信号特点，前导符号有效子载波都可以用于信道估计，并且子载波在频率分布是连续的，所以采用频域滤波的方法。根据最小二乘准则的信道估计方法得到信道特征矩阵h_channel。
[0107]
则在本实施例中采用的频域滤波计算方法为
[0108]
h_channel(k)＝
[0109]
(α-m
*h_channel(k-m) α-m 1
*h_channel(k-m 1)
…
α-1
*h_channel(k-1) α0*h_channel(k)
[0110]
α1*h_channel(k 1) α2*h_channel(k 2)
…
αm*h_channel(k m))/(2m 1)
[0111]
其中α-m
α-m 1

…
α0 α1 α2
…
αm＝1,k为子载波编号
[0112]
在本实施例中，选择了m＝15,α-7
＝0.01,α-6
＝0.01,α-5
＝0.01,α-4
＝0.01,α-3
＝0.01,α-2
＝0.01,α-1
＝0.01,α0＝0.01,α1＝0.01,α2＝0.01,α3＝0.01,α4＝0.01,α5＝0.01,α6＝0.01,α7＝0.01。参数进行频域滤波。
[0113]
第三：时钟同步过程，频率偏差校准矩阵生成过程。
[0114]
在本实施例中，确定了帧的定时关系，即确定了前导ofdm符号的具体位置，但是由于发送端和接收端采用不同的时钟，在实际工程中，必然存在接收端和发送端时钟的偏差。由于低压电力线宽带载波通信系统中，在电力线中仅仅传输基带信号的实部(ofdm符号的实部)，所以在ofdm符号的时域进行频率偏差补偿是非常困难。所以在本实施例中，采用在频域进行补偿的方法。
[0115]
为了工程实现方便，在本实施例中，频率偏差校准矩阵还是采用参考信号来计算，根据本发明描述，采用前后两个参考符号的相位变化来表示频率偏差校准矩阵，该矩阵的目的就是为了补偿收发端时钟不同的问题。
[0116]
假设收到三个参考符号为：y1、y2和y3。并且根据帧结构中前导结构可知，y1、y2和y3，对应发送信号为：syncp、syncm和syncm符号。其中syncm＝-syncp。
[0117]
对三个参考符号进行快速傅里叶变换，得到参考符号的频率信息fft(y1)、fft(y2)和fft(y3)，所以三个参考符号中子载波前后相位差表示为：
[0118]
h1_freq＝fft(y2).*conj(-fft(y1))
[0119]
h2_freq＝fft(y3).*conj(fft(y3))，
[0120]
其中.*表示矩阵相同位置元素相乘，形成新的矩阵。conj()表示复数共轭计算。在实际工程中，y1、y2和y3是单个样本符号数据，所以需要再次进行滤波处理。
[0121]
时域滤波处理，在本实施例中，采用简单的平均方法来实现，即本实施例中时域滤波的计算公式为：
[0122]
h_freq＝(h1_freq h2_freq)/2
[0123]
该上述公式物理含义为：将h1_freq和h2_freq矩阵对应元素相加，形成新的矩阵，然后再对每个元素进行除2处理。
[0124]
频率滤波方法，在本实施例中，采用简单的运行平均方法。即将多个连续频域子载波叠加，然后取平均值，作为该子载波的相位偏转量。
[0125]
h_freq_compensation(k)＝(h_freq(k 1) h_freq(k 2)
…
h_freq(k m))/m
[0126]
其中，k为子载波编号，m为频率滤波步长。
[0127]
频率偏差校准矩阵的目的是为了进行频率偏差校准，所以对h_freq_compensation进行幅度归一化操作。
[0128]
h_freq_compensation＝h_freq_compensation./abs(h_freq_compensation)
[0129]
其中，abs()表示对矩阵中每个元素进行取模计算；./表示两个矩阵中对应的元素相除。
[0130]
频率滤波的方法有很多，也可以采用频域滤波方式。
[0131]
在本实施例中，采用的是直接算出频率校准矩阵h_freq_compensation，当然也可以采用计算出收发端时钟频率偏差，然后通过频偏生成频率偏差校准矩阵，方法如下：
[0132]
a_symbol_phase_diff1＝angle(h1_freq)
[0133]
a_symbol_phase_diff2＝angle(h2_freq)
[0134]
a_symbol_phase_diff＝(a_symbol_phase_diff1 a_symbol_phase_diff2)/2
[0135]
v_phase_diff＝mean(a_symbol_phase_diff)
[0136]
v_frequency_offset＝(v_phase_diff/(2*pi))*(v_sample_rate)/(bandwith/2)
[0137]
第四：跟踪矩阵计算过程。
[0138]
在低压电力线宽带载波通信系统中，参考信号只能从前导中选择，由于前导和帧载荷最后的ofdm符号在时间上相隔比较远，导致了参考信号中获得的信道特征估计结果不完全适用这些符号。在以往的处理过程中，信道跟踪矩阵需要在数据域中插入参考信号，但是在该实施例系统中，帧控和帧载荷是没有参考符号，也没有参考资源的。根据本发明，信道跟踪矩阵计算方法如下。
[0139]
步骤1：根据低压电力线宽带载波通信系统的ofdm符号要求，如图7所示。一个ofdm符号数据，由循环前缀、fft/ifft长度数据，以及滚降间隔构成。为了描述方便，循环前缀使用ofdm_cp表示，ofdm符号承载的时域数据，使用ofdm_data表示，fft/ifft长度为1024。不同帧控和帧载荷的循环前缀长度不同。
[0140]
步骤2：根据ofdm符号定义要求，在发送端发送的循环前缀ofdm_cp数据来自ofdm_data中的ofdm_ncp部分，亦ofdm_cp和ofdm_ncp数据完全相同。并且在ofdm传输过程中，相邻fdm符号首尾存在交叠情况，如图8所示。根据本发明的描述，将ofdm_cp中的前滚降间隔去掉，剩下ofdm＿cp1和ofdm＿ncp1相同；将ofdm＿ncp1中后面滚降间隔去掉，ofdm_ncp2和ofdm_cp2的内容相同。
[0141]
步骤3：在ofdm传输过程中，ofdm_cp2和ofdm_ncp2是相同，仅仅在帧结构中位置不同。本发明就是根据ofdm_cp2和ofdm_ncp2在数据传输过程中的变化来侦测信道特征。
[0142]
使用ofdm_data中的ofdm_ncp2，即取出ofdm_data数据，仅仅保留其中ofdm_ncp2，其它位置的数据值为0，形成一个完整的ofdm数据，长度为fft/ifft长度，记为ofdm_ncp2符号。然后使用ofdm_cp2数据，替换ofdm符号中的ofdm_ncp2部分数据，形成一个新的ofdm_cp2符号。
[0143]
使用ofdm_ncp2和ofdm_cp2进行傅里叶变换，得到信道跟踪矩阵。
[0144]
h_tracking＝fft(ofdm_ncp2)./fft(ofdm_cp2)
[0145]
根据图8所示，帧控符号以及帧载荷符号的ofdm_cp的长度不同。图8给出帧控的情
况，即一个ofdm_cp长度为582点,ofdm_data长度为1024点。那么可以计算出ofdm_ncp2和ofdm_cp2的长度为582-124-124＝334。
[0146]
步骤4：信道跟踪矩阵的频域滤波过程，步骤3中计算出的h_tracking信道特征跟踪矩阵，存在一定的干扰成分，在进行信道补偿或是均衡过程中，重点提取的是信道的主要特征，所以需要对h_tracking进行频域滤波处理。
[0147]
采用频域滤波的方法很多，在本实施例中，采用简单的平均方法进行计算。具体参考信道特征矩阵h_channel的频域滤波计算方法。
[0148]
在本实施例中，选择m＝9，α-4
＝1/9,α-3
＝1/9,α-2
＝1/9,α-1
＝1/9,α0＝1/9,α1＝1/9,α2＝1/9,α3＝1/9,α4＝1/9参数作为信道跟踪矩阵的频域滤波参数。
[0149]
在本实施例中，上面具体介绍信道特征矩阵，频率偏差校准矩阵以及信道跟踪矩阵具体计算方法。低压电力线传输信道默认为是不变信道，或者认为信道变化比较小，所以在信道均衡过程中，认为信道特征矩阵保持不变。但是频率偏差校准矩阵和信道跟踪矩阵则根据不同的时间符号，采用的均衡矩阵是变化的，来适应收发两端的时钟偏差，以及跟踪电力线信道的变化。
[0150]
下面根据本发明进行均衡的计算方法。
[0151]
步骤1：根据本发明要求以及本实施例中的计算方法，首先计算得到信道特征矩阵、频率偏差校准矩阵以及信道跟踪矩阵。信道特征矩阵为电力传输信道，在传输过程中保持不变。而传输信道变化由两部分来实现，即信道跟踪矩阵和频率偏差校准矩阵来补偿，它们分别占据补偿的一部分。如图9中1步。
[0152]
步骤2：信道跟踪矩阵则标识信道实时变化的特点，根据本实施例中信道跟踪矩阵的计算方法，信道跟踪矩阵标识一个ofdm符号长度(fft/ifft长度，1024点)时间内的信道变化，所以在信道均衡过程中，需要调整到一个完整ofdm符号时间长度的信道变化上。此外，在信道跟踪矩阵计算过程中，没有使用到完整的ofdm符号原始数据，选择一部分信道跟踪矩阵进行均衡。如图9中2步。
[0153]
为了描述方便，假设ofdm_data的长度为ofdm_fft_len；ofdm符号的循环前缀长度为ofdm_cp_len；滚降间隔的长度为ofdm_overlap_len。
[0154]
则信道跟踪矩阵变化为：
[0155]
h_tracking＝power(h_tracking,α)
[0156]
其中：α＝(ofdm_cp_len-2*ofdm_overlap_len)/ofdm_fft_len；power(a,b)表示ab计算符，是对a矩阵中每个元素进行指数计算。
[0157]
假设是帧控的第一个符号，ofdm_cp_len＝582,ofdm_overlap_len＝124,ofdm_fft_len＝1024。
[0158]
则α＝(582-2x124)/1024＝0.326
[0159]
步骤3：信道跟踪矩阵和频率偏差校准矩阵共同进行信道动态变化均衡，其中信道跟踪矩阵选择了α比例，则频率偏差校准矩阵选择1-α比例。如图9中3步。
[0160]
则频率偏差校准矩阵h_freq_compensation变化为：
[0161]
h_freq_compensation＝power(h_freq_compensation，1-α)
[0162]
步骤4：根据本发明的计算方法，得到信道特征矩阵、频率偏差校准矩阵和信道跟踪矩阵，都是正对一个ofdm符号长度(时域1024点的时间长度)。则可以得到一个ofdm符号
时间长度的信道均衡矩阵*(假设第n个ofdm符号)。如图9中4步。
[0163]hn
＝h
n-1
.*h_freq_compensation.*h_tracking
[0164]
其中，hn是一个ofdm数据长度时间的信道均衡量，在低压电力线宽带载波通信中，一个ofdm符号数据还包括了循环前缀和滚降间隔占用的时间。所以在本发明中，一个ofdm符号数据的信道均衡矩阵计算公式为，如图9中5步。
[0165]hn
＝power(hn，ofdm_fft_len ofdm_cp_len-ofdm_overlap_len)/ofdm_fft_len)
[0166]
步骤5：使用信道均衡矩阵hn计算ofdm符号的计算公式，加个该ofdm符号的ofdm数据为ofdm_data。如图9中6步。
[0167]
ofdm_fft_data＝fft(ofdm_data)./hn[0168]
其中，fft()表示快速傅里叶变换；./表示两个矩阵中对应元素相互除法计算。
[0169]
本实施例是说明本发明在图4的接收端的具体使用方法，具体信号处理流程参考本实施例中的图5所示。在实际使用中，分集拷贝基本模式tm和频带band给出系统参数。根据低压电力线宽带载波通信标准，提供了表1频带表和表2分集拷贝基本模式。
[0170]
表1低压电力线宽带载波通信的频带表
[0171][0172][0173]
表2低压电力线宽带载波通信的分集拷贝基本模式
[0174][0175]
为了说明本发明在实际工程中使用效果，在该实施例中，随机选择了两种配置进行测试，实际测试场景一：频带0(band0)，分集拷贝基本模式0(tm0)，25mhz时钟频偏3.675khz下的实测分析；实际测试场景二：频带3(band3)，分集拷贝基本模式9(tm9)，25mhz时钟频偏1500hz下的实测分析。
[0176]
实际测试场景一：频带0(band0)，分集拷贝基本模式0(tm0)，25mhz时钟频偏3.675khz下的实测分析。
[0177]
图10为实际测试场景一中的信道特征矩阵的展示图，图中的symbol1、symbol2和symbol3为帧结构中被选前导参考符号的信道特征矩阵，每个子载波的信道特征采用复数表示，在图10中给出了每个子载波信道的角度变化和幅度变化图。图10中的hls则最终信道特征矩阵，即本实施例中的h_channel矩阵。
[0178]
图11为实际测试场景一中的频率偏差校准矩阵展示图，在本实施例中，从选择的三个参考符号中计算频率偏差校准矩阵，其中rs1 phase和rs2 phase为初始的校准矩阵，对应本实施例中的h1_freq和h2_freq矩阵；rs1 mean和rs2 mean，则表示h1_freq和h2_freq经过频域滤波之后的矩阵。rs frequency compensation estimation表示h_freq＝(h1_freq h2_freq)/2矩阵；rs frequency compensation estimation表示对h_freq再次进行频率滤波之后的矩阵，也就是本实施例中使用的频率偏差校准矩阵h_freq_
compensation。
[0179]
图12为实际测试场景一中的信道跟踪矩阵展示图，在该实施例的该场景中，帧载荷总计有41个符号，帧控有4个符号，这里给出载荷符号1、14、21、28、35和45。从图12中可以明显看出，信道跟踪矩阵可以跟踪到帧载荷中的频率变化，在频率上体现在每个子载波的相位旋转量不同。对应本实施例中的h_tracking矩阵，每个符号的h_tracking矩阵是不同的。
[0180]
图13为实际测试场景一中的接收信号的星座展示图，为了分析方便，这里展示了帧载荷1，3，5，8，10，12，14，17，19，21，24，26，28，30，33，35，37，和41符号。从星座质量分析，从payload1到payload41的星座出现变化，但是基本保持一致，体现了本发明很好完成信道均衡的目的。
[0181]
在测试中，band0，tm0，帧载荷采用4次拷贝，由于4次拷贝的内容相同，在本实施例中采用联合或是独立数据块解析，都能正确解析每个独立分集拷贝数据块，说明能够正确解析距离前导最远的帧载荷符号。
[0182]
实际测试场景二：频带3(band3)，分集拷贝基本模式9(tm9)，25mhz时钟频偏1500hz下的实测分析。
[0183]
图14为实际测试场景二中的信道特征矩阵的展示图，图中的symbol1、symbol2和symbol3为帧结构中被选前导参考符号的信道特征矩阵，每个子载波的信道特征采用复数表示，在图14中给出了每个子载波信道的角度变化和幅度变化图。图14中的hls则是最终信道特征矩阵，即本实施例中的h_channel矩阵。相比测试场景一，测试场景二的信道特征矩阵更加稳定，原因是在测试场景二中，选择的频率只有1500hz。而测试场景一则是3.675khz。
[0184]
图15为实际测试场景二中的频率偏差校准矩阵展示图，在本实施例中，从选择的三个参考符号中计算频率偏差校准矩阵，其中rs1 phase和rs2 phase为初始的校准矩阵，对应本实施例中的h1_freq和h2_freq矩阵；rs1 mean和rs2 mean，则表示h1_freq和h2_freq经过频域滤波之后的矩阵。rs frequency compensation estimation表示h_freq＝(h1_freq h2_freq)/2矩阵；rs frequency compensation estimation表示对h_freq再次进行频率滤波之后的矩阵，也就是本实施例中使用的频率偏差校准矩阵h_freq_compensation。
[0185]
图16为实际测试场景一中的信道跟踪矩阵展示图,在该实施例的该场景中，帧载荷总计有694个符号，帧控有12个符号，这里给出载荷符号1、234、351、468、585和706。从图16中可以明显看出，信道跟踪矩阵可以跟踪到帧载荷中的频率变化，在频率上体现在每个子载波的相位旋转量不同。对应本实施例中的h_tracking矩阵，每个符号的h_tracking矩阵是不同的。同时这里也给出了h_tracking的幅度图，幅度是区域1的，表明信道的幅度是没有变化的，只有相位变化。
[0186]
图17为实际测试场景二中的接收信号的星座展示图，为了分析方便，这里展示了帧载荷1，76，114，153，191，230，268，307，346，384，423，461，500，538，577，615，654，694符号。从星座质量分析，从payload1到payload694的星座出现变化，但是基本保持一致，体现了本发明起到了信道均衡的目的。
[0187]
测试中，band3，tm9，帧载荷采用7次拷贝，由于7次拷贝的内容相同，本实施例中都
能正确解析联合或是独立分集拷贝的数据块解析，说明能够正确解析距离前导最远的帧载荷符号。
[0188]
在该实施例的测试中，测试场景1选择了band0，tm0，频偏3.675khz；测试场景2选择了band3，tm9，频偏1.5khz。都是低压电力线宽带载波通信的极限配置，在对实际测试数据解析过程中，都能够正确解析数据块，说明本发明方法能够很好地完成信道均衡的功能。
[0189]
最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。