一种单电力电子设备馈入系统动态稳定判断方法与流程

1.本发明涉及一种电力电子控制领域，尤其是涉及一种单电力电子设备馈入系统动态稳定判断方法。


背景技术：

2.随着新型电力电子系统的不断发展以及传统常规机组的关停，通过电力电子设备馈入受端电网的新能源规模逐渐增加，受端电网对于电力电子设备的支撑强度逐渐下降，系统的动态稳定性受到威胁。在弱电网环境下，由于锁相环控制参数设置不合理，并网点发生扰动后，锁相环控制环节的动态使得电力电子设备输出的电压发生振荡，进而使得并网点处发生持续振荡，进而使得系统失稳。另外，由于电力电子设备采用数字控制，数字控制带来的控制延时和计算延时使得锁相环动态产生的影响进一步扩大，进而恶化系统稳定性。如何准确判断系统稳定性显得只管重要。
3.在理论研究和工程应用中，通常使用单馈入短路比(short circuit ratio，scr)来评估受端电网对于外接设备的支撑强度。但是由于参数是额定值，因此该指标只能运用在规划阶段。
4.由于传统短路比无法运用在运行阶段，因此其无法计入锁相环动态和数字控制的影响，使得实际计算出的短路比的临界值会出现变化，不是一个准确的恒定值。倘若沿用经验性数值2来判断系统临界稳定性，则会出现判断精确度较低的问题。


技术实现要素：

5.本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种单电力电子设备馈入系统动态稳定判断方法，以解决现有判断方法无法考虑锁相环控制以及数字控制使得判断不准确的问题。
6.本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：
7.一种单电力电子设备馈入系统动态稳定判断方法，将单电力电子设备馈入系统的实时信息输入优化动态短路比模型dscr并进行判断，所述优化动态短路比模型dscr表达式为：
[0008][0009]
式中，k表示模型系数，m表示总时间，均表示增益系数，scr表示单电力电子设备馈入系统的单馈入短路比。
[0010]
判断优化动态短路比模型dscr的输出数值：
[0011]
若输出数值大于1，则系统动态稳定；
[0012]
若输出数值等于1，则系统动态临界稳定；
[0013]
若输出数值小于1，则判断是否满足第一条件：若是，则系统动态稳定；若否，则系
统动态不稳定；
[0014]
所述第一条件具体如下：在m时刻，存在一个正数λ，使得以下表达式成立：
[0015]
γ
iu
||u||≤λ||xi(0)||
[0016][0017]
式中，γ
iu
，xi分别是增益函数值和所述单电力电子设备馈入系统的子系统的解，表示增益系数。
[0018]
进一步地，所述子系统的解xi的表达式为：
[0019][0020][0021][0022]
式中，和均为计算系数矩阵，其中最后的下标数字第一位数字代表矩阵的行，第二位数字代表矩阵的列，m表示总时间，k表示采样时刻，u(k)表示输入系数；i
gα
，i
gβ
，v
gα
，v
gβ
，i
oα
，i
oβ
，v
cα
，v
cβ
，v
gα
和v
gβ
分别表示电力电子设备输出电流ig、并网点电压vg、流过受端电网戴维南等值电感ls的电流io、电力电子设备瞬时输出电压vc以及受端
电网戴维南等值电源的电压vg在两相静止坐标系下的分量；x1，x2和x3分别表示电流控制环节d轴控制、q轴控制以及锁相环环节中离散积分环节的状态量；θ
pll
表示锁相环环节产生的相角；i
gd
和i
gq
分别表示控制器输入参考值的d轴、q轴量。
[0023]
进一步地，所述增益系数(i＝1或2)的表达式为：
[0024][0025][0026]
式中，和均为计算系数矩阵，其中最后的下标数字第一位数字代表矩阵的行，第二位数字代表矩阵的列，m表示总时间，k表示采样时刻。
[0027]
进一步地，所述计算系数矩阵和的表达式为：
[0028][0029]
[0030][0031]
式中，θ(k)为计算系数，un是单电力电子设备馈入系统的并网点额定电压；ω0是基准角频率；ls是单电力电子设备馈入系统受端电网的戴维南等值电感；p
en
是单电力电子设备馈入系统额定输送有功功率，设备馈入系统额定输送有功功率，和均表示子系统系数。
[0032]
进一步地，所述计算系数矩阵和的表达式为：
[0033][0034][0035]
[0036][0037]
式中，k
ip
和k
pllp
分别表示d、q轴单电力电子设备馈入系统pi环节中和锁相环的比例系数；k
ii
和k
plli
分别表示d、q轴单电力电子设备馈入系统pi环节中和锁相环的积分系数；ωr表示谐振角频率，ts表示采样周期，θ
pll
表示单电力电子设备馈入系统锁相环环节产生的相角，ls表示受端电网戴维南等值电感，lf表示滤波电感，cf表示滤波电容。
[0038]
进一步地，优化动态短路比模型dscr的建立方法如下：
[0039]
s1、建立单电力电子设备馈入系统的不含控制器的连续域主电路动态方程，并得到主电路离散域状态模型；
[0040]
s2、建立带有锁相环控制的控制器的离散状态模型；
[0041]
s3、根据步骤s1和s2的两个离散状态模型建立单电力电子设备馈入系统的离散时间状态模型；
[0042]
s4、根据所述离散时间状态模型型建立李雅普诺夫函数；
[0043]
s5、基于压缩映射定理，根据所述李雅普诺夫函数建立dscr模型。
[0044]
进一步地，所述离散时间状态模型的建立步骤如下：
[0045]
sa1、根据所述单电力电子设备馈入系统，建立不含控制器的连续域主电路动态方程；
[0046]
sa2、基于精确离散方法，将不含控制器的连续域主电路动态方程离散化，得到单电力电子设备馈入系统中的第一个子系统；
[0047]
sa3、基于前向欧拉法，建立带有锁相环控制的控制器的离散状态模型，设为单电力电子设备馈入系统的第二个子系统；
[0048]
sa4、将所述第一个子系统和第二个子系统结合，得到所述离散时间状态模型。
[0049]
进一步地，所述李雅普诺夫函数的建立步骤如下：
[0050]
sb1、通过数学归纳法，求解所述离散时间状态模型在m时刻的解；
[0051]
sb2、根据步骤sb1中的解，分别求得第一个子系统和第二个子系统在m时刻的解；
[0052]
sb3、对于步骤sb2中得到的解，选取1-范数作为测度，结合增益函数，得到李雅普诺夫函数，表达式如下：
[0053][0054][0055]
式中，γ
11
γ
12
γ
1u
γ
21
γ
22
γ
2u
均表示增益函数值，x1(m)和x2(m)表示第一个子系统和第二个子系统在m时刻的解，u(0)表示0时刻的计算系数。
[0056]
进一步地，所述增益函数表达式为：
[0057][0058]
式中，(i＝1或2)均表示增益系数。
[0059]
进一步地，所述离散时间状态模型表达式为：
[0060][0061]
式中，和均表示子系统系数，u(k)表示输入系数，和分别表示两个子系统的状态变量。
[0062]
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
[0063]
1、本发明通过分别建立连续域主电路动态方程和带有锁相环控制的控制器的离散状态模型，进而得到了优化动态短路比模型dscr，并根据dscr判断单电力电子设备馈入系统的稳定性。在最终模型建立中考虑了锁相环控制以及数字控制，提高了模型的准确度。
[0064]
2、本发明中的优化动态短路比模型使用的参数均为单电力电子设备馈入系统的实时信息，对于系统的规划设计保证了实时性。
附图说明
[0065]
图1为本发明的流程示意图。
[0066]
图2为本发明所涉及的单电力电子设备馈入系统。
具体实施方式
[0067]
下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。
[0068]
本实施例提供了一种单电力电子设备馈入系统动态稳定判断方法，流程如图1所示，将单电力电子设备馈入系统的实时信息输入优化动态短路比模型dscr并进行判断，优化动态短路比模型dscr表达式为
[0069][0070]
式中，k表示模型系数，m表示总时间，均表示增益系数，scr表示单电力电子设备馈入系统的单馈入短路比。
[0071]
判断优化动态短路比模型dscr的输出数值：
[0072]
若输出数值大于1，则系统动态稳定；
[0073]
若输出数值等于1，则系统动态临界稳定；
[0074]
若输出数值小于1，则判断是否满足第一条件：若是，则系统动态稳定；若否，则系统动态不稳定。
[0075]
该模型的建立方法如下：
[0076]
含锁相环控制和数字控制环节的单电力电子设备馈入系统如图1所示。
[0077]
其中，vg、vg、vc分别是受端电网戴维南等值瞬时电压，电力电子设备并网点瞬时电压以及电力电子设备瞬时输出电压，各自经过park变换(即在锁相环提供的d-q旋转坐标系下)后的d轴、q轴量分别为v
gdc
、v
gdc
、v
cdc
、v
gqc
、v
gqc
、v
cqc
；io、ig分别是流过受端等值电感ls的瞬时电流以及电力电子设备输出电流，各自经过park变换(即在锁相环提供的d-q旋转坐标系下)后的d轴、q轴量分别为i
odc
、i
gdc
、i
oqc
、i
gqc
；lc、l
t
、lg分别是滤波电感、并网变压器电感、电网等值电感；ω
pll
和θ
pll
分别是锁相环环节产生的角频率和相角；x1，x2和x3分别代表电流控制环节d轴控制、q轴控制以及锁相环环节中离散积分环节的状态量；k
ip
和k
pllp
分别是d、q轴pi环节中和锁相环的比例系数；k
ii
和k
plli
分别是d、q轴pi环节中和锁相环的积分系数；v
cd
和v
cq
分别是控制器产生的输出电压的d轴、q轴量；i
gd
和i
gq
分别是控制器输入参考值的d轴、q轴量。
[0078]
首先根据图1，得到静止坐标系下的连续域主电路动态方程(不含控制器)，如式(2)所示：
[0079][0080]
其中，公式(2)中的系统矩阵as和输入矩阵bs，状态变量xs(t)＝[i
gα
,i
gβ
,v
gα
,v
gβ
,i
oα
,i
oβ
]
t
，输入变量us(t)＝[v
gα
,v
gβ
]
t
，其中，i
gα
，i
gβ
，v
gα
，v
gβ
，i
oα
，i
oβ
，v
gα
，v
gβ
分别是电力电子设备输出电流ig、并网点电压vg、流过受端电网戴维南等值电感ls的电流io以及受端电网戴维南等值电源的电压vg在两相静止坐标系下的分量；t为连续域时间。
[0081]
基于精确离散方法，将公式(2)进行离散化，得到如式(3)所示的主电路离散域状态模型，并定义为第一个子系统σ1。
[0082][0083]
其中，k为采样时刻，g
s1
、g
s2
、g
s3
、g
s4
、g
s5
、g
s6
、g
s7
、g
s7
、g
s8
、h
s1
、h
s2
、h
s3
、h
s4
、h
s5
、h
s6
的具体表达式如公式(4)和公式(5)所示：
[0084][0085][0086]
其中，ts＝1/fs，fs为采样频率，其具体数值由实际系统中的采样设备确定；定义ωr为谐振角频率，其表达式如下式所示：
[0087][0088]
基于前向欧拉法，建立控制器在静止坐标系下的离散状态模型，且定义为第二个子系统σ1：
[0089][0090]
进一步，将公式(3)和公式(7)进行整理合并，可得计及锁相环和数字控制影响单电力电子设备馈入系统的离散时间状态模型，如式(8)所示：
[0091][0092]
其中，公式(8)中的相关变量的具体表达式为：
[0093][0094][0095][0096]
然后将公式(8)改写为公式(12)方便接下来的公式计算。
[0097]
x(k 1)＝scr-1
·
θ(k)x(k) scr-1
·
ψ(k)u(k)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(12)
[0098]
其中，公式(12)中的相关变量的具体表达式可见公式(13)：
[0099][0100]
对公式(12)进行数学归纳，可得离散状态方程(12)在m时刻的解为：
[0101][0102]
其中，变量m表示时刻，但是其取值是从k 1时刻到m-1时刻；时变参数矩阵θ(k)，ψ(k)可通过选取合适的基底矩阵和进行仿射映射，其中rk、sk分别在集合{1,2,
…
,n}中取值，n是所取基底的数量，进一步，θ(k)，ψ(k)可由公式(15)表示：
[0103][0104]
将公式(15)代入公式(14)，并进行整理可得公式(16)
[0105][0106]
可从公式(16)得到子系统σ1和子系统σ2在m时刻的解如公式(17)和公式(18)所示：
[0107][0108][0109]
选取1-范数作为测度，且根据范数相关性质，可得公式(19)和公式(20)：
[0110]
[0111][0112]
其中，相关变量得表达式为：
[0113][0114]
[0115]
定义增益函数为：
[0116][0117]
根据公式(23)，可将公式(19)和公式(20)改写为最大形式李雅普诺夫函数，如公式(24)和公式(25)所示：
[0118][0119][0120]
为了保证系统满足李雅普诺夫意义稳定，需要满足以下两个条件：
[0121]
条件1：公式(24)和公式(25)中的γ
11
和γ
22
在m时刻分别小于1，则根据公式(23)可以推导出：
[0122][0123]
条件2：保证公式(24)和公式(25)中的γ
12
和γ
21
的乘积小于1，则可以由公式(23)推导出：
[0124][0125]
综上，可得到优化动态短路比dscr的定义式为：
[0126][0127]
第一条件：在m时刻，存在一个正数λ，使得下式成立：
[0128]
γ
iu
||u||≤λ||xi(0)||
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(29)
[0129]
其中，γ
iu
，xi分别是公式(23)中的增益函数，子系统解，i＝1,2。
[0130]
以上详细描述了本发明的较佳具体实施例。应当理解，本领域的普通技术人员无需创造性劳动就可以根据本发明的构思作出诸多修改和变化。因此，凡本技术领域中技术人员依本发明的构思在现有技术的基础上通过逻辑分析、推理或者有限的实验可以得到的技术方案，皆应在由权利要求书所确定的保护范围内。